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12- Exemple : Un ampli UHF  de puissance 

La conception d’un amplificateur de puissance RF met en jeu des impédances d’entrée et de sortie très faibles, nettement plus faibles que ce que l’on a l’habitude de voir dans les autres circuits RF. C’est le cas des transistors bipolaires mais aussi des transistors MOS.

Ces impédances très basses conduisent à des routages et à des circuits assez différents de ce qu’on a l’habitude de voir en RF : inductances parfois réduites à un rectangle de cuivre, et, surtout,  problème pour réduire l’inductance des connexions des condensateurs: En effet, avec des condensateurs d'impédances basses, il faut  réduire  leur inductance parasite, afin de ne pas modifier l'impédance totale ( voir le chapitre 6: le condensateur réel en RF).

Prenons par exemple un transistor bipolaire comme le Jo 3020 de TRW ( 12 Volt/ 20 Watts / 480 MHz) .

Impédance d’entrée :

Le fabricant indique une impédance d’entrée de 1,2 ohms +j3 ohms. Cette impédance d’entrée peut sembler faible, mais elle aurait pu être encore plus faible ! Le fabricant utilise la technologie « Jo » , qui inclut dans le boîtier un  circuit en L pour « élever » l’impédance à 1,2 ohms avec une partie imaginaire raisonnable ( ici +j3 ohms) …. On notera que les fabricants précisent les impédances au niveau du boîtier, à l’endroit où la languette de base entre dans le boîtier. Ceci est important à considérer, car avec de telles valeur des impédances, il n’est pas question de se tromper de trois  millimètres !

Exemple de circuit d’adaptation d’entrée pour le JO3020 à 480 MHz:

Nous allons voir comment transformer cette impédance de (1,2+ j 3) ohms à une source 50 ohms. L’impédance est si petite qu’il devient ici évident d’utiliser un circuit en L ( voir le  chapitre 4 ! ) , qui va transformer cette impédance série faible en une impédance parallèle de 50 ohms.

Dessin ci-dessous : 

Le circuit en L est constitué par les capacités C1 + C2 vers la masse, suivi de l'inductance constituée par la large piste allant de (C1 et C2)   jusqu'au boîtier du transistor. ( C3 en entrée sert seulement à isoler la polarisation) 

L'impédance de la self du circuit en L qui transforme 50 ohms en 1,2 ohms  est   Z telle que

Zcarré = 50 . 1,2            d’où Z = j7,7 ohms.   

 ( transformation série -parallèle, voir chapitre 4) 

L'impédance Z du condensateur (C1 + C2)  devra être donc de l'ordre de 7,7 ohms...

Mais comment trouver  la longueur de la ligne? La méthode avec l'abaque de Smith va nous donner plus de précision. 

Considérons cette   « ligne »  de longueur x ( en rouge sur la figure ci-dessous) qui va aller de C1+C2 jusqu’ à la base du transistor. La largeur de cette ligne est w= 5mm ( largeur de la languette de base du transistor).  Avec un substrat epoxy d’épaisseur h=  1,6 mm, cela donne  W/h = 5/1,6 = 3,2 , ce qui correspond à une impédance caractéristique   de la ligne de l’ordre de 35 ohms. ( circuit époxy)

L’impédance d’entrée du transistor est Z in = 1,2 + j 3  ohms, la ligne est connectée sur cette impédance. La ligne a une impédance caractéristique de 35 ohms, donc nous utiliserons l’impédance réduite

(z in ) = 1,2 /35 + j 3 /35 = 0,034 + j 0,085 .

Nous plaçons le point A représentant cette impédance sur l’abaque de Smith normalisé à 35 ohms.

Nous remontons la ligne, en tournant  autour du centre O, à partir de A ,  jusqu’au cercle en pointillé , et on trouve le point B : z = 0,038 + j 0,24. 

Notons qu'on a tourné de 0,023 lambdaG,  en utilisant la graduation extérieure de l'abaque, qui mesure les angles en unité "lambdaG" : 

 Le cercle en pointillé n'est pas sorti de mon  chapeau, il passe par R = 1,4 qui représente 50ohms, puisque le diagramme est normalisé  "en 35 ohms" 

Comme nous allons placer les capas en parallèle, nous passons maintenant en admittance, par une symétrie par rapport au centre  : 

--> point C : y = 0,7 – 4 j

Nous plaçons une admittance en parallèle de + 4 j et obtenons 

--> le point D : y = 0,7 + 0j

Nous repassons en impédance ( symétrie/centre) 

ce qui donne le  point d’ arrivée z = 1,4 + 0j

Nous revenons en ohms    Z = 1,4 . 35 ohms = 50 Ohms.

Valeurs des composants :

Nous avons tourné de l'angle AOB = 16 °  , qui correspond  à 0,023 lambdaG en prolongeant OA et OB jusqu'à la graduation extérieure de l'abaque. 

La longueur d'onde dans le vide Lambda zéro à 480 MHz est égal à 62,5 cm , Sur l’époxy, en comptant un facteur de vélocité de k = 0,55 ( voir chapitre 3), nous avons:

(lambda G) = 62,5 x 0,55= 34,5 cm.

La ligne de base fait donc une longueur x = 0,023 . 34,5 = 8 mm

Nous avons trouvé que la capacité qui accorde cette ligne a une admittance réduite  de +4j . Donc une impédance réduite de 1 / 4j  = -0,25 j , donc une impédance en ohms :

  0,25 . 35 = 8, 7 ohms     Ce qui correspond à une capacité de 38 pF.

Une telle capacité est très grande à cette fréquence…Il va falloir se demander comment réduire l'inductance parasite de ce condensateur. Quoi qu’on fasse, on ne pourra pas la  réduire à zéro, et il faudra donc s’attendre à nécessiter en réalité moins de 38 pF .

Tout d’abord, vous l'avez remarqué, dès le départ, nous scindons en deux la capacité et plaçons deux condensateurs C1 et C2 de valeur moitié , pour réaliser cette capacité. Maintenant, posons- nous la question de savoir de quelle façon  ces condensateurs C1 et C2 vont au plan de masse… Ils sont bien soudés sur un aplat de cuivre qui doit aller au plan de masse par une inductance parasite minimale . Nous avons vu ( chapitre « le condensateur réel ») que le boîtier ramenait une inductance série. Il faudra donc réduire autant que possible l'inductance donc la longueur du chemin entre le point à découpler et le plan de masse.   Une façon de rendre le montage plus conforme au schéma théorique, c’est de disposer un grand nombre de vias de masse autour de C1 et C2 pour reboucler de suite au plan de masse. Il y aura toutefois une inductance résiduelle, au moins des boitiers eux-mêmes, et il ne faudra donc pas s’étonner d’avoir des capacités C1 et C2 un peu inférieures à la théorie : C1 = C2 = 15 pF environ, selon le boîtier....….Pour un prototype, il est rare de tomber juste sur la valeur adéquate, aussi on pourra placer un 10 pF, et souder par dessus des valeurs qui seront testées  pour le meilleur transfert  sur la base. ( avec un ROS mètre sur l'entrée, par exemple) 

L’émetteur du transistor est soudé sur le plan supérieur. Il doit être lui aussi obligatoirement connecté au plan de masse, grâce à un grand nombre de vias autour et sous la soudure du boîtier . La figure 123 montre ces vias de masse.

En effet, il ne faut pas oublier que pour  la ligne allant sur la base, l'impédance caractéristique  a été calculée avec la masse sous cette ligne. Nous remarquerons que pour entrer dans le transistor, le courant direct passe dans la languette de la base,  mais le courant image qui passe dans la masse sous la ligne, doit s'en éloigner pour entrer dans l'émetteur. L'impédance caractéristique de ce court morceau  de ligne en sera modifiée. 

 Donc, à moins de posséder des moyens de simulation sophistiqués, à cause de ces effets parasites, il sera nécessaire d'ajuster sur maquette réelle la valeur optimale de C1 et C2...voire leur position.

Impédance de charge en sortie.

En théorie, la charge d’un transistor en classe C , de tension d’alimentation V et de puissance de sortie P, devrait être R = Vcarré / 2 P ; Pour le transistor pris en exemple, la charge devrait être 144 /40 = 3,6 ohms. (En fait, un peu moins car le transistor n’utilise pas 100% de la tension d’alimentation .) ...Mais en  tenant compte de l’effet de la connexion de la puce à la broche de sortie et la capacité collecteur, le fabricant demande une charge de (1,4 – j 2) ohms.

Attention, souvent, les fabricants de transistors RF ne donnent pas l'impédance de sortie, mais l'impédance que le transistor doit "voir" !  Ici, il doit voir (1,4 -j2) ohms 

On remarquera que l'impédance de sortie du transistor de notre exemple est légèrement selfique, puisqu'il doit voir son conjugué qui est capacitif....

Circuit de sortie

Le calcul du circuit de sortie se fait de façon analogue au circuit d’entrée. L’impédance caractéristique de la ligne peut être ici de 50 ohms, ce qui est plus facile sur l'abaque.

 Nous allons  partir de l'impédance de sortie du PA, cette impédance sera supposée égale à l'impédance conjuguée de ce qu'il doit "voir" : Comme il doit voir 1,4 -2j ohms, considérons que son impédance de sortie sera 1,4 + 2j ohms

La ligne est connectée à cette impédance, elle voit donc : 1,4 + 2j ohms

 donc z réduit : 1,4/50 + 2j/50 = 0,028 + j0,04

--> ce qui donne le point  A

Puis on tourne dans le sens horaire jusqu'à rencontrer le cercle pointillé

--> point B

Notons qu'on a tourné de 0,024 lambdaG...

Maintenant, on veut placer les condensateurs (C4 + C5) en parallèle, donc on passe en admittance, en prenant le symétrique de B par rapport à O.

--> point C ,

Puis on ajoute une admittance +5j pour arriver au centre,

Puis on repasse en impédance . Mais comme on est déjà au centre, le symétrique par rapport à O reste en O.

Nous obtenons ainsi 50 ohms.

En résumé, la ligne fait 0,024 lambdaG, donc 0,024 x 34,5 = 8,3 mm

Les capacités C4 + C5 ont une admittance réduite de +5j, 

donc une impédance réduite de 1 / 5j = -0,2 j  

donc une impédance en ohms de -0,2 x 50 = -10 ohms, 

 soit C4 + C5  devraient faire  33pF.   A cause des inductances parasites des condensateurs, on aura nettement moins , par exemple   C4 = 12 pF et C5 = 15 pF.....

Mais attention, ces condensateurs devront être d'excellente qualité.  Le circuit en L est chargé en série par 1,4 ohm...Imaginons que la résistance de la capacité de ce L soit de 0,14 ohms . Nous aurons alors une perte de 1,4 /0,14   --> 10 % de la puissance en sortie ! 

Remarque 1: nous avons considéré que le transistor devait être adapté à sa charge. En réalité, on constate que en classe B ou C, le meilleur rendement n'est pas obtenu avec une adaptation parfaite.  Mais cela ne change rien au mode de calcul, il  suffit de prendre la charge conseillée par le constructeur...ou son conjugué complexe.

Remarque 2: Nous aurions pu procéder à l'envers, et partir de 50 ohms , pour arriver à obtenir ce qu'on doit voir côté transistor, c'est à dire (1,4 -j2) ohms.  Dans ces deux cas, nous partons de ce qui est connecté en bout de ligne, pour arriver à ce qu'un voit à l'autre extrémité du circuit : on tourne dans le sens des aiguilles d'une montre.

La difficulté, c’est le  circuit en L côté transistor. (1,2 ohms--->8 ohms) .   En pratique, ici, comme souvent,  l'impédance d'entrée du transistor  est inductive ( 1,2ohms  + j3 ohms),  C'est la partie inductive +j3 ohms de cette impédance d'entrée du transistor qui tiendra lieu de self pour ce premier circuit en L. La capacité d'accord  Co de ce L   fera donc  environ -j3 ohms, donc -j6 ohms pour chacune des deux capas en parallèle.

 On vérifiera qu'avec ces valeurs, ce premier circuit en L nous donne bien de l'ordre de 8 ohms en sortie. 

R. r = Zcarré, donc  R x 1,2 = 3 carré   donc R = 7,5 ohms.

Les capacités d’accord de ce transformateur   seront soudées directement sur les languettes du boîtier, contre le  boîtier lui-même. ( flèches rouges  sur la photo) . …. 

On pourrait croire qu'il faudra 55 pF pour obtenir -j6 ohms en 480 MHz. Ce serait oublier l'inductance parasite du boîtier du condensateur. Avec une inductance  du boîtier de 0,5 nH, chaque condensateur sera affublé d'une réactance parasite de + j1,5 ohms. Il faudra plutôt deux condensateurs d'une quarantaine de pF , de façon que la réactance totale soit  -7,5 j +1,5 j =  -6 j ohms.

Sur cette photo, on voit également à gauche la ligne fine qui amène la polarisation sur la base ....A droite, on voit la ligne de sortie avec C4 et C5 à quelques mm du boîtier, ...et la self de 3 spires qui amène la tension collecteur.

En sortie aussi, il est parfois possible d'élargir la bande passante en créant un premier circuit en L d'impédances très basse: On transformera d'abord en 7 ohms la résistance de sortie de 1,4 ohms. Il faudra pour cela un circuit en L avec des impédances de L et de C de l'ordre de 3 ohms. On remarquera que le transistor choisi possède une impédance de sortie de 1,4 + j2 ohms, ce qui signifie qu'il y a déjà une self de j2 ohms "dans le transistor" . Il suffira donc de placer une capacité d'impédance -j3 ohms à un mm du boîtier . On aura ainsi un circuit avec ZL = j3 ohms, et Zc = -j3 ohms.....

 Grace à ce circuit en L, nous disposerons ainsi d'une résistance de 7 ohms environ, que l'on transformera en 50 ohms par un second circuit en L...

Ce double L élargit la bande passante , mais aussi réduit les pertes, dans la mesure ou les capas placées au ras du transistor sont d'excellente qualité. 

Une difficulté, ici aussi, ce sera d'obtenir cette capacité de -j3ohms  de réactance. A l'aide de deux condensateurs en parallèle ( de part et d'autre de la languette), il faudra en théorie -j6  ohms pour chaque condensateur. Si ces condensateurs ont une inductance de boîtier de 0,5 nH, ils faut rajouter  environ +j1,5 ohms dus à cette inductance parasite . Leur capacité  devra donc  présenter -7,5 ohms , de façon à obtenir -7,5j + 1,5j = - j6 ohms pour le composant réel. En 480 MHz, il faudra donc deux condensateurs High Q de 39 pF  ou 47  pF .

Vous remarquerez que ce calcul est approché, car il est difficile d'évaluer avec précision les inductances parasites des condensateurs. C'est donc la maquette réelle qui permettra de peaufiner. On soudera les deux condensateurs de 39 pF  à un ou deux mm du boitier. De toute façon, le Q de ces circuits étant très faible, les valeurs ne sont pas critiques....; 

Autres façons de disposer les condensateurs d'adaptation: 

 Les adaptations ci-dessus ne sont que des exemples. Il n'est pas nécessaire de passer par des phases intermédiaires purement réelle ( 7  ohms..) , comme nous l'avons fait. On pourra toujours répartir des capacités le long de la ligne de base ou de collecteur, pour arriver finalement à 50 ohms: Les abaque de Smith sur logiciel simplifieront alors la mise au point..

Ci-dessous , toujours pour adapter la base du transistor,  l'abaque de Smith en mode admittance,  avec une ligne 50 ohms, pour arriver au centre 50 ohms,  qui  montre :

- En rouge, une adaptation comme celle que nous venons de faire à l'aide de deux circuits en L . On part du point A  , qui est l'admittance d'entrée du transistor. Le point B montre l'admittance intermédiaire (correspondant à r = 7 ohms) ...

- En bleu, on fait différemment, on répartit sur la ligne trois capacités au lieu de deux,  on arrive aussi à 50 ohms  mais sans passer par une impédance purement résistive.   Les trois capacités sont de valeurs plus petites. 

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Polarisation.

Les condensateurs C3 et C6 de la FIG123 ont une impédance faible ( capacité de l’ordre de 100 pF) et ne sont là que pour isoler les polarisations des circuits d’entrée et de sortie.

En classe C , pour un transistor bipolaire, la base est polarisée à zéro volts. Il faut que les crêtes de la tension appliquée sur la base dépassent 0,6 V pour avoir la conduction. La base est reliée à la masse par une impédance. Pour des raisons de stabilité, la base sera mise à la masse par une impédance inductive et amortie. On évitera les inductances trop importantes qui peuvent provoquer des instabilités sur une fréquence basse.

Classe B : Si on veut un amplificateur linéaire, il faut que la base soit déclenchée par la puissance d’entrée même à bas niveau. On polarisera pour cela la base juste au seuil de déclenchement, et on aura donc sans excitation une légère consommation continue , de l’ordre de 1% du courant à puissance maximale.

Un problème se pose pour maintenir ce courant lors de l’échauffement du transistor. En effet, on applique une tension de polarisation de l’ordre de 600 mV pour avoir un début de conduction de la jonction Base Emetteur. Mais lorsque le transistor est chaud, comme pour toute diode, la même tension va produire un courant plus important, ce qui peut produire un emballement thermique. La tension de 600 mV est souvent issue d’une diode en conduction directe. Une solution consiste à coupler thermiquement cette diode au transistor, de façon que la tension baisse avec la température. On appliquera cette tension à la base par une résistance de quelques ohms ce qui réduira aussi le risque d’emballement.

On a vu que la base « tirait » la partie continue de son courant IB de la polarisation. Par exemple, avec un courant collecteur de 3 A et un béta de 20 la base tire 150 mA de la polarisation. Il faut que la polarisation puisse donner ce courant, sinon la tension base devient fortement négative et le transistor sera en danger. 

Même avec deux diodes D1 et D2, il est probable que la tension de polarisation soit encore  un peu trop grande . La résistance R4 va faire pont diviseur avec R3 et réduire de 10 % la tension de polarisation. 

On remarquera qu'il n'y a aucun condensateur dans ce réseau de polarisation. Souvent, l'introduction d'un condensateur produit des phénomènes de relaxation et une instabilité. Si les diodes de polarisation sont éloignées, on pourra toutefois découpler , par exemple en parallèle sur R4, mais la capacité de découplage devra être très grande ( 470 nF céramique) pour éviter ces problèmes d'oscillations parasites de relaxation .

le réseau de polarisation ci-dessus a l'inconvénient de consommer plus que le  courant de base du PA ....Vous pourrez  également utiliser le schéma ci-dessous, plus économe. Le transistor Q1 fournit sur son collecteur une tension de l'ordre de 1,2 volts . Cette tension sera ramenée à 0,6 Volts sur l'émetteur de Q2. 

La tension précise requise est obtenue par le rapport R1/R2 , proche de 1. 

Bien sur, ici aussi, il faudra coupler thermiquement ces deux transistors Q1 et Q2 au radiateur du PA...surtout Q1, car Q2 agit de façon inverse, s'il s'échauffe, la tension de sortie augmente.

Classe A :

Aujourd’hui, les amplificateurs RF classe A sont généralement réalisés à partir de transistors MOS FET ou T MOS…La polarisation de la gate sera évidemment différente, et souvent plus aisée. ...

Si on veut utiliser un transistor bipolaire, il faudra un système à feed back, qui mesure le courant collecteur, et qui crée une tension de base  maintenant ce courant collecteur. 

La solution de la résistance d'émetteur est peu commode, car il est toujours très difficile d'obtenir un découplage parfait de l'émetteur, nécessaire pour les amplificateurs de puissance RF.

Alimentation collecteur ;

Le transistor pris pour exemple est alimenté en 12 volts.

En général, les transistors RF de puissance ont un meilleur rendement si le collecteur ne voit que des inductances, qui offrent une impédance assez grande aux harmoniques.

A partir du collecteur, on trouvera donc :

Une inductance de bonne qualité, qui supporte le courant de plusieurs ampères,  qui va  éviter à la RF de remonter vers l’alimentation. Cependant l’expérience montre qu’il ne faut pas une impédance très grande ( pas plus d’une dizaine de fois l’impédance de sortie ) . Une impédance trop  grande va provoquer des résonnances ou des phénomènes de relaxation sur des fréquences nettement plus basses que la fréquence de sortie : Un transistor de ce type aurait un gain très grand sur ces fréquences basses, d’où les instabilités.

Derrière cette inductance d’alimentation, un  découplage de résistance série faible, car il y aura encore un courant RF important. Il faut aussi que ce découplage découple les fréquences très basses pour éviter des oscillations de relaxation sur l’alimentation. La photo  montre deux condensateurs céramique en parallèle de 0,47 µF. On n’aura toutefois pas un découplage parfait en UHF, du fait de la self série, et donc on placera ensuite vers l’alimentation une inductance d’arrêt à ferrite qui doit supporter un courant de plusieurs ampères. Mais cette inductance ne devra pas non plus être très grande, pour éviter les problèmes d'oscillations. Une "bead" ferrite" , avec son amortissement naturel, est toute indiquée. 

La sortie RF du PA:

Nous avons vu comment transformer en 50 ohms l'impédance de sortie du transistor .  

On trouvera donc  deux fonctions: 

- celle que nous venons de voir: l'adaptation qui permet de disposer du  signal sous 50 ohms.

- à sa suite, un filtre passe bas ( 50 ohms/50 ohms) qui va permettre de se débarrasser des harmoniques pour être conforme aux normes. 

Lors de la mise au point, il est conseillé de bien séparer ces deux fonctions, il faudra pouvoir connecter une charge 50 ohms sur la première fonction, afin de bien adapter le transistor à 50 ohms. 

La fonction filtrage des harmoniques devra elle aussi être accessible en entrée, de façon à bien mettre au point ce filtrage, à l'analyseur  tracking. 

Ce n'est que lorsque les deux fonctions seront satisfaisantes  qu'on les connectera  en série.

..

Le filtre passe bas  de sortie :

Le but de ce filtre c’est avant tout de filtrer les harmoniques qui sont présents sur la sortie du transistor: On peut avoir derrière la fonction adaptation des harmoniques une quinzaine  de dB en dessous de la fondamentale, et  on peut alors en déduire l’atténuation supplémentaire qu’un tel filtre doit apporter sur ces harmoniques.

Dès qu'on arrive à sortir en 50 ohms, il est recommandé d’utiliser des structures de filtres passe bas périodiques, Par exemple , ci-dessous,  3 cellules en pi passe bas à faible Qc en charge .

Cherchons un filtre à 3 cellules en pi, commençant à chuter le niveau juste après la fréquence Fo . La simulation donne des impédances de selfs Z= j66 ohms et des impédances de capas Z = -j40 ohms.

Si F = 480 MHz, on obtient 22 nH pour les selfs, et 8 pF pour les capacités, ce  qui donne le schéma ci-dessous :

Bien sur, en pratique, s'il s'agit d'un émetteur de fréquence 480 MHz, il faudra viser un coude un peu plus haut, pour tenir compte des incertitudes sur les valeurs des composants.

Remarque   : En UHF, les éléments parasites doivent être considérés. 

Les capacités de 8pF correspondent à une  capacité résultante ...Alors, quels composants réels mettre en place ?

Supposons que l'aplat de soudure fasse 1pF pour chaque condensateur. Il reste donc 7 pf à créer avec le "composant condensateur". 

7 pF présentent une impédance de -j 43 ohms à 480 MHz 

Mais nous devons aussi tenir compte de l'inductance parasite de ces condensateurs: Supposons que chaque condensateur comporte une inductance parasite de 2 nH ( boitier + piste + via) . Comme 2 nH présentent une impédance de  +j 6ohms,  on en déduit que le condensateur lui même doit présenter une impédance de  -j 43 ohms  -( +j6 ohms) = -j49 ohms: 

Les "composants condensateurs" feront donc  -j49 ohms à 480 MHz, donc environ 6 pF....

Notons que les inductances parasites de ces condensateurs vont avoir une influence sur la courbe de réponse: Ces condensateurs de 6 pF constitueront une résonance série avec leur inductance parasite, ce qui créera des "creux"  dans la réponse aux fréquences les plus hautes....On peut même dans certains cas mettre à profit cette réjection supplémentaire pour réduire le niveau d'un harmonique,   en jouant sur la longueur de la piste du condensateur....

En pratique, lorsqu'on sort une certaine puissance, il est intéressant de placer plusieurs condensateurs identiques pour faire ces capacités , ce qui diminue la résistance série et la dissipation de chacun. On placera aussi plusieurs vias de masse pour réduire l'inductance parasite de ces condensateurs.

On a vu que la capacité des aplats de cuivre doit être rajoutée à la capacité formée par les condensateurs.

En principe, on soudera les inductances sur ces aplats , de façon à favoriser la dissipation. Par contre, si on soude les inductances sur des pistes étroites de quelques mm, ces pistes seront simulées sous forme de lignes. On réalisera ainsi une structure analogue à celle ci-dessous:

Particularités des filtres de puissance :

On sait que pour minimiser les pertes, il faut un rapport Qo/Qc maximum. Le filtre proposé possède un Qc minimum , il restera donc à trouver des composants aux Qo maximum...Mais avec une puissance de plusieurs dizaines de watts, d'autres problèmes sont à considérer: 

Les condensateurs supportent des ampères, donc il faudra les choisir avec une résistance série faible, ( on a intérêt pour cela à les doubler ou tripler…) et du type dit « high Q ». Ces condensateurs seront soudés sur des "A plats" suffisamment larges qui aideront à dissiper la chaleur . La capacité par rapport à la masse de ces "a plats" n'est pas négligeable en UHF ...

Ne pas oublier non plus que ces condensateurs sont soumis à une tension RF importante. La tension de claquage devra être plusieurs fois la tension crête de fonctionnement normal. Pour un émetteur de 30 W, on a sur 50 ohms une tension efficace de 38 volts, donc des crêtes de 55 Volts. Mais il est possible, voire probable, que des tensions supérieures apparaissent à cause du  ROS...Dans notre exemple , ces condensateurs doivent supporter 200 volts…

Si certains éléments du filtre ont des pertes importantes, avec une puissance de sortie de quelques dizaines de watts, on ne sera pas étonné de les voir chauffer au point de se dessouder ! Pour cette raison, plus la puissance augmente, plus les inductances auront  un fil de diamètre grand, afin de minimiser les pertes et d’’évacuer la chaleur.. Pour une trentaine de watts, il est encore raisonnable d' utiliser du fil émaillé ou argenté 8/10 , bobiné sur de diamètre 6mm.

Autre  remarque : Il est important que les capacités de deux cellules adjacentes soient regroupées comme indiqué sur le dessin ci-dessus, et que les pistes nécessaires à éloigner les selfs soient en série avec ces selfs.  Il ne faut surtout pas regrouper chaque cellule pi, et relier chaque pi par un morceau de ligne 50 ohms, si court soit-il, car dans ce cas on crée  des cellules en pi aux fréquences élevées et on on obtient une remontée de signal dans la bande à atténuer , comme indiqué ci-dessous .

De la même façon, si on insère une piste de longueur non négligeable entre deux cellules, pour un ROS mètre, par exemple, on devra vérifier son effet sur la réjection des fréquences hautes.....

Pour profiter de l'atténuation sur les fréquences les plus élevées:

- on s'assurera que la masse de la prise coaxiale de sortie est  reliée au plus court au plan de masse supportant la dernière capacité du filtre... 

- le filtre sera  placé dans un blindage: il faut s'assurer que ce blindage ne se comporte pas comme un guide d'onde pour les fréquences au delà du GHz.....Ce qui nuirait à la réjection des fréquences élevées .   Vous trouverez des précisions sur ce problème à la fin du chapitre 8.

Vous trouverez à  la fin du chapitre 5 un autre exemple ( en 160 MHz)  de calcul de filtre passe bas périodique... 

Et des filtres passe bas à lignes? 

Les lignes supportent des puissances importantes, mais ont le gros inconvénient de présenter des résonances sur les harmoniques...Le filtrage des harmoniques exigera de rajouter des stubs quart d'onde, par exemple...Il sera indispensable de faire une simulation pour trouver un réseau convenable...

D'une façon générale, les filtres à lignes sont plus complexes  pour arriver à obtenir une atténuation importante et large bande des harmoniques....

En UHF et jusqu'à  quelques GHz, il est encore possible d'utiliser des inductances localisées, si la puissance n'est pas exagérée...Mais les condensateurs allant vers la masse poseront plus de problèmes, du fait des inductances des boîtiers et des vias. On pourra réaliser une  mise en parallèle d'un grand nombre de condensateurs CMS et de vias de masse...