Les mélangeurs RF

L’application la plus courante en radiocommunications:

Le récepteur « superhétérodyne »

Les récepteurs superhétérodynes constituent l’immense majorité des récepteurs radio.

Le signal à recevoir, nommé « RF », de fréquence Fr, est appliqué à un mélangeur.

On applique également au mélangeur un signal d’oscillateur local nommé « OL » de fréquence Fo.

Sur la figure ci-dessous, on a choisi Fr plus haute que Fo.

Il sort alors du mélangeur un signal de fréquence Fi qui est la différence Fr - Fo 
La modulation du signal FR a été transmise au signal Fi.C'est ce signal Fi qu'on amplifiera et qu'on démodulera

Les avantages du récepteur superhétérodyne :

• Si on doit changer la fréquence de réception, il suffit de modifier la fréquence Fo de façon que Fi ne change pas.
• La fréquence intermédiaire Fi restant la même, l’amplificateur Fi, ses filtres , et le démodulateur qui suivent ne bougent pas non plus….

Mais on remarquera sur la figure que s’il y a un signal sur fimage, ce signal donnera aussi la même fréquence FI, puisque Fo – Fimage = Fi…Ce signal indésirable sera donc reçu, si on ne le filtre pas avant qu’il n’arrive au mélangeur. ….

Autre application : Génération d’un signal à partir de zéro Hertz

Par exemple, on mélangera un signal balayant de 1,5 à 2,5 GHz et un signal de fréquence fixe de 1,5 Ghz. On obtient ainsi un signal balayant de 0 à 1 GHz.

Autre application : Génération d’un signal d’émission

On vient de voir qu'il sortait du mélangeur un signal de fréquence égale à la différence des fréquences d'entrée  ( Fo - Fr ou Fr - Fo).

Mais il sort aussi un signal de fréquence somme Fr  + Fo.  Dans certains émetteurs, on mélange un signal (modulé) de fréquence basse, et un signal de fréquence nettement plus haute, pour obtenir un signal de fréquence somme, plus haute. On utilise cette méthode quand on désire un signal à plus faible bruit de phase que celui issu d’un VCO direct..

Autre application: Les modulateurs

Pour moduler un signal RF, on le multiplie par le signal modulant (de fréquence plus basse). Le spectre du signal modulant apparaît comme bandes latérales de part et d'autres de la fréquence RF, appelée alors "porteuse".

Principe des mélangeurs.

Le signal de l’oscillateur local (OL) module l’amplitude du signal RF : Cette modulation n’est rien d’autre qu’une multiplication de l’amplitude du signal RF par la tension de l’oscillateur local.

On applique la formule de trigonométrie :

sin a.cos b = ½ sin (a+ b) + ½ sin (a-b)

La multiplication de la tension RF ( A sin ωt) par la tension OL ( sin ωo t ) donne les fréquences somme et différence des fréquences :

Sin (ω.t) multiplié par Sin (ωo t)  = ½ A sin (ω + ωo)t + ½ A sin (ω - ωo)t

Mais attention, le signal OL est à fort niveau, et le signal RF, dont on veut conserver la modulation, est de niveau plus faible, car la transposition de RF vers FI doit rester linéaire : le niveau de sortie Fi sera proportionnel au niveau de RF, afin notamment de conserver la modulation.

Les principaux mélangeurs

Le Fet à pente variable

Malgré ses inconvénients, il est souvent utilisé en hyperfréquences.

Dans le schéma de gauche ci-dessous, on applique sur la grille d'un  JFET à la fois le signal RF et le signal de l’oscillateur local (OL). Le niveau du signal RF est faible, alors que le niveau de l’oscillateur local est de l’ordre du volt, une tension suffisante pour déplacer le point de fonctionnement. Comme la caractéristique Id = f( Vgs) du JFET est parabolique, la pente du JFET est modifiée par la tension instantanée de l’oscillateur local. Cette variation de la pente produit une modulation d’amplitude du signal RF, 
et donc génère des fréquences de somme (FR + OL) ou différence (FR – OL).

Le schéma nous montre deux façons d’appliquer l’OL sur le JFET :

À gauche, on applique la RF et l’OL ensemble sur la gate. On récupère le signal Fi sur le drain, dans un circuit accordé L3C3, de Q assez élevé car l’impédance se sortie du JFET est grande.

Mais ce montage présente de gros inconvénients :

• il est faut amener les signaux RF et OL à une impédance grande, qui est celle de l’entrée du JFET. Il faut donc un circuit L1 C1 pour la RF et un circuit LoCo pour l’OL.
• il est difficile de superposer les deux signaux sur la gate, en maintenant les deux circuit LC à la résonance sans qu’ils ne se perturbent.
• le signal de l’OL peut remonter sur la voie RF, jusqu’à l’antenne du récepteur. Le récepteur perturbera alors son environnement.

Le schéma de droite présente des améliorations : L’entrée sur la source de L’OL se fait à basse impédance, on peut donc amener le signal OL par une ligne 50 Ω. Par ailleurs, le signal de l’OL est très atténué sur la gate et  revient moins sur la voie RF….

L'utilisation de FETS en hyperfréquences est courante et peut concurrencer les mélangeurs équilibrés.

Ici aussi, on peut injecter le signal OL sur la gate, mais avec les mêmes problèmes que cités plus haut. On le fera par exemple par lignes couplées.

L'injection de l'OL sur la source n'est pas conseillée, car ce montage est instable pour certaines réactances de la source.

Une autre méthode consiste à "moduler" la tension drain par l'OL. C'est l'option qui donne le meilleur facteur de bruit, de l'ordre de 4 dB, ce qui est  bien pour un mélangeur.

Ci-dessous un exemple en bande X de mixer "down converter", avec un MES FET AsGa, avec OL appliqué au drain :

En rouge, adaptation à stub du signal RF en entrée, et adaptation à stub du signal OL au drain. En orange les découplages par lignes quart d'onde.

Le circuit en π (C4- L1- C5)  adapte la sortie Fi à 50 Ω, C4 découple également le drain en micro-ondes. C1 de faible valeur présente une grande réactance sur la fréquence Fi. 

R1 alimente le collecteur  (de l'ordre de 50 Ω) et R2 amène la polarisation de gate. ( quelques centaines d'Ω.)

Le MOS FET double gate.

Très utilisé en VHF et UHF du temps où les mélangeurs des appareils grand public  n'étaient pas  implantés dans un circuit intégré.

 Le signal RF est appliqué sur la gate 1 et le signal OL sur la gate 2. Les polarisations sont calculées de façon qu’une variation de tension de l’ordre du volt sur la gate 2 provoque une variation de gain pour le signal appliqué sur la gate 1 ; On récupère alors le signal Fi dans le drain du transistor (L3C3).

Là aussi, il est nécessaire d’avoir un circuit LC élévateur d’impédance, pour la RF et pour l’OL.

Des transistors double gate sont conçus pour cette application, et présentent un facteur de bruit intéressant, ainsi qu’un gain de conversion important.

Le schéma ci-dessous donne un exemple avec le BF996 ou BF966, en VHF ou UHF.

R1 = 22K, R2 = 22K, R3 =150K, R4 = 47 Ω, R5 = 33 Ω

C 4,5,6,7 = 1 nF

Alimentation 9 volts

On pourra rajouter au ras du drain une bead ferrite de quelques dizaines d’Ω en hyperfréquences, destinée à supprimer d’éventuelles oscillations hyperfréquence.

Le mélangeur / modulateur équilibré à diode Schottky

C’est le mélangeur utilisé dans de nombreux systèmes de qualité. 

Bien qu'on assimile un tel mélangeur à un multiplieur, son fonctionnement interne est basé sur un "découpage" du signal Rf par le signal "OL". Le signal Fi de sortie est bien proportionnel au signal RF, alors que le signal OL est injecté à un niveau optimum défini par le constructeur.

Un mélangeur équilibré présente trois ports, sous 50 Ω ;

1. Le port recevant le signal RF
2. Le port recevant le signal OL
3. Le port de sortie du signal Fi.

Le signal « RF » dont on veut conserver la linéarité sera de niveau nettement inférieur à OL.

Ces mélangeurs sont caractérisés :

• Par les fréquences utilisables sur chaque port, parfois jusqu’à 18 GHz
• Par le niveau optimum de l’OL : 3dBm, 7 dBm, 13 dBm… etc
• Par la perte de conversion, de l‘ordre de 7 dB
• Par des atténuations entre chaque port, …
• Par les niveaux des produits parasites, fonctions du niveau de RF

Les mélangeurs équilibrés ont de sérieux avantages, si on les compare aux mélangeurs précédents. En particulier, les atténuations entre ports sont importantes : la réjection de l’OL vers la sortie RF, la réjection de la RF vers la sortie FI, et surtout, l’atténuation de l’OL vers la sortie Fi ….

Du fait qu’il est «équilibré», le mélangeur atténue le signal OL vers la sortie Fi de l’ordre de 25 à 50 dB. Cela simplifie le filtrage destiné à éliminer le reliquat d’OL en sortie.

Ceci permet d'atténuer le bruit en fréquence Fi qui peut être présent sur lev signal OL. 

Mais ceci est aussi un gros avantage quand il s’agit de transposer une fréquence haute vers une autre fréquence haute, si la fréquence de L’OL n’est pas très éloignée de la fréquence de sortie désirée: le filtrage  pour séparer ces  fréquences est simplifié.

Un autre avantage, c’est de pouvoir amener les signaux sous 50 Ω, sans avoir à créer une transformation d'impédance à proximité.

Notons que les performances de ces mélangeurs sont bien meilleures si les entrées/sorties voient 50 Ω sur toutes les fréquences. 

Notons enfin que, avec sa réjection du signal RF en sortie, le modulateur équilibré est tout indiqué pour réaliser des modulateurs. Mais attention, le signal modulant sera appliqué sur le plot "if" , le seul qui permette l'entrée des fréquences basses, voire du continu. (Voir les "modulateurs" en fin de ce chapitre)

Utilisation sur un récepteur : Que mettre en sortie Fi du modulateur équilibré ?

Il n’est pas toujours évident de présenter à la sortie une résistance de 50 Ω sur les fréquences OL, RF et Fi, puisqu'on désire filtrer le signal Fi  désiré en sortie. On se gardera de placer un amplificateur large bande en premier étage de la Fi. En effet, le premier étage de la Fi doit pouvoir filtrer  un peu  les canaux adjacents, sous peine de réduire les performances d'intermodulation du récepteur.

Le schéma ci-dessous montre une solution : la sortie Fi attaque un jFET sur sa source, qui présente une impédance égale à 1/s. En choisissant R1, donc le courant drain, on peut obtenir une pente s = 20 mA/V, donc 50 Ω en très large bande…

Mais il ne faut pas que la résistance R1 se rajoute en parallèle, d’où la self de choc L2 en série avec R1. 
Le circuit L3-C3 du drain filtre la Fi. Comme la résistance de sorie du FET est grande, ce circuit est peu amorti , et il sera parfois nécessaire de l'amortir par une résistance en parallèle, si on veut élargir la bande passante...Il servira aussi à adapter le filtre Fi qui suivra.

Sur ce montage, le JFET doit être de puissance suffisante pour ne pas réduire la dynamique obtenue par le mélangeur. Le jfet J310 est souvent utilisé pour avoir dans son drain un premier filtrage Fi.

Que mettre en entrées OL  ?

Là aussi, il est conseillé de présenter 50 Ω si on veut profiter pleinement de la dynamique et des atténuations des signaux indésirables....

Par exemple, en entrée OL, on pourra placer un amplificateur monolithique 50 Ω/50 Ω. On trouve facilement ce genre d'amplificateurs large bande. Voici trois exemples de ces amplificateurs de chez Mini-Circuits

Prenons par exemple le ERA3-SM, utilisable jusqu'à 3 GHz (schéma ci-dessous)

Consommation: 35 mA, gain large bande:  20 dB, point de compression 1dB : 12 dBm .

La résistance R1 se calcule de la façon suivante : Le constructeur donne pour le ER3-SM une tension en sortie continue de 3,2 volts. Si on dispose d'une alimentation de 6 volts, il faut donc une chute de tension de 6V - 3,2 V = 2,8 V dans R1.
Comme il faut I = 35 mA, on aura R1 = 2,8/0,035 = 80 Ω (donc 82 Ω)

Si R1 n'est pas nettement plus grande que 50 Ω, une partie de la RF en sortie sera perdue dans cette résistance. On pourra placer en série un inductance de blocage L1.

Cette inductance doit présenter au moins une centaine d'Ω pour la fréquence la plus basse utilisée, et ne doit pas présenter une capacité parallèle trop faible pour la fréquence la plus haute. De même, la capacité de la pastille et de la piste entre L1 et R1 ne doit pas présenter moins d'une centaine d'Ω à la fréquence la plus élevée.

Ce sont les capas C1, et C3  qui définiront la fréquence la plus basse  utilisable en OL.

Avec un ampli large bande de  gain de 20 dB, si on veut appliquer 7 dBm au mélangeur (qui sera par exemple un ADE5 ou un ADE 1) il suffira d'appliquer seulement -13 dBm d'oscillateur local devant l'ampli.

Si le mélangeur atténue de 30 dB entre le port OL et la sortie Fi, on voit qu'on possède une bonne marge avant que le bruit large bande de sortie OL apparaisse en sortie Fi.

Que mettre en entrée RF ?

Ce sera évidemment un LNA ( low noise amplifier) avec des filtres  passant la bande RF, mais rejetant la fréquence image. Comme un mélangeur équilibré présente une perte de conversion de l'ordre de 7 dB, il faudra un LNA de gain suffisant pour compenser ce facteur de bruit élevé. Là aussi, on peut mettre par exemple un MAR6-SM, qui présente un facteur de bruit honorable de 2,7 dB. Mais on peut utiliser aussi des Fet AsGa, pour atteindre de meilleurs facteurs de bruit

Il est conseillé d'avoir au moins un peu de filtrage RF entre la sortie du LNA et l'entrée du mélangeur, sinon le bruit sur la fréquence image du LNA sera transposé en FI, ce qui oblige à avoir un peu plus de gain en amont, pour masquer ce bruit. Mais alors, dans ce cas, le filtre de sortie du LNA ne présentera  50 Ω que dans la bande RF. On peut améliorer  les performances en réduisant  le coefficient de réflexion vu par le mélangeur, en plaçant un atténuateur en T de 3 dB devant l'entrée du mélangeur. Mais on reperd 3 dB et il faudra trouver 3 dB de plus de gain pour le LNA.

Et, bien sur, la piste entre le LNA et le mélangeur aura une impédance caractéristique de 50 Ω.

La dynamique du mélangeur équilibré.

Elle se traduit par le «point de compression à 1dB». Rappelons que le point de compression à 1 dB est le niveau en sortie qui subit une chute de 1dB par rapport à ce qu’il devrait être s’il restait proportionnel au niveau d’entrée.

Le point de compression 1dB d‘un mélangeur est d'environ 6 ou 7 dB en dessous du niveau de l’OL. Ainsi, un Modulateur Equilibré conçu pour recevoir un niveau d’OL de 13 dBm aura une meilleure dynamique qu’un M E recevant seulement 3 dBm de niveau d’OL.

Mais on peut aussi chiffrer cette dynamique par le «point d’interception d’intermodulation d’ordre 3» :

• "IP3 in" si on considère les signaux en entrée, et "iP3 out" si on considère les sorties.
• Soit un mélangeur caractérisé par un point d’interception «IP3 out».

S’il sort de ce mélangeur deux signaux Fi de niveau identiques «P», il sera aussi créé des signaux parasites d’intermodulation IMD3 tels que :

IMD3 = 3.P-2.IP3 (unités logarithmiques)

Exemple :
Un mélangeur possède un point d’interception de sortie IP3out = + 10 dBm.
On lui applique deux signaux RF qui transposés donnent en sortie Fi :
Pout = -20 dBm

Il sortira aussi du mélangeur deux signaux parasites d’intermodulation de niveau 

IMD3 out = 3 x (-20) – 2 x(+ 10) = -80 dBm.

Le Mélangeur à quadrature

On a vu qu’un gros inconvénient du changement de fréquence, c’est la fréquence image. Il existe une autre fréquence que Fr qui donnera la même FI.

Le mélangeur à quadrature, qui utilise deux modulateurs équilibrés, permet d’atténuer les signaux susceptibles de provenir de cette fréquence image.

Voir le dessin ci-dessous:

On applique aux deux multiplieurs le signal d’entrée RF, s(t) = sin(ωt) de pulsation ω=2π F.

L’oscillateur local fournit un signal cos(ωo t). Ce signal est appliqué directement au multiplieur du bas, et est retardé de π/2 avant d’être appliqué au multiplieur du haut, ce qui donne sin (ωo t) appliqué au multiplieur du haut.

Le multiplieur du haut donne : (en oubliant le coefficient ½)

sin (ωt) multiplié par sin (ωo) t = cos (ω - ωo)t - cos (ω + ωo) t

On élimine cos (ω + ωo)t par le filtre passe bas.

il reste : cos(ω - ωo)t

Le multiplieur du bas donne donc :

sin (ω t) multiplié par cos (ωo t) = sin (ω - ωo) t + sin (ω + ωo)t

On élimine sin (ω+ ωo)t par le filtre passe bas,
il reste donc derrière le filtre passe bas : sin (ω - ωo)t

Supposons que ω > ωo (fréquence d’entrée au dessus de la fréquence de l’OL)

Derrière le filtre passe bas, on retarde d’un quart de période le signal du bas :

Sin [(ω - ωo) t - π/2] = - cos (ω – ωo )t

Les signaux arrivant sur le sommateur sont donc opposés, ils s’annulent.

Supposons maintenant que ω < ωo

Sin (ω - ωo) t = - sin (ωo - ω) t

La pulsation étant maintenant positive, on peut retarder de π/2:

sin [(ωo-ω)t -π/2] = - {-cos ( ωo - ω) t} = cos (ωo - ω)t = cos(ω - ωo)t

Les signaux arrivant sur le sommateur sont cette fois identiques, ils ne s’annulent plus.

Nous pouvons donc recevoir avec ce système une fréquence inférieure à l’oscillateur local. La fréquence image, qui sera supérieure à l’OL, sera annulée.

Si nous voulions au contraire une fréquence de réception au dessus de l’oscillateur local il suffirait de placer de retard π/2 sur la branche du haut. La fréquence image, plus basse, que l'OL, serait alors annulée.

Remarque: L'atténuation de la fréquence image obtenue par le mélangeur à quadrature dépend de la précision des déphasages, et des amplitudes. On arrive a atténuer la fréquence image d’une quarantaine de dB, mais c’est très souvent insuffisant pour les systèmes de radiocommunication. Un DSP peut aussi prendre en charge un équilibrage par apprentissage…

On utilisera aussi ce système pour les "low iF", c'est à dire une fi très basse, de l'ordre de un ou deux canaux du système, ce qui autorise parfois une atténuation image moins grande. De plus, une fi basse permet de traiter les signaux amont par numérisation. (dans des récepteurs SDR, par exemple, voir chapitre Récepteur radio, obtenir les performances).

En pratique, comment retarder les signaux de π/2 ?

• on utilise dans les systèmes numériques un oscillateur local de fréquence double : il est facile d’en tirer deux signaux de fréquences divisées par deux, et retardés très précisément de π/2, et ceci sur une bande aussi large qu’on veut. Ceci est intéressant car il est difficile de déphaser de π/2 des signaux large bande
• On peut aussi obtenir deux signaux en quadrature en hyperfréquences en utilisant un coupleur hybride 90 °à lignes. Pour la sortie du multiplieur, la fréquence est souvent trop basse pour le coupleur hybride à lignes, mais il existe des coupleurs hybrides à ferrite, de plus large bande…
• On peut aussi intercaler un π quart d’onde C-L-C qui retardera de π/2
• Enfin, on peut dans certains cas numériser le signal pour le décaler de π/2, par les calculs appropriés ( transformateur de Hilbert) .

Le mélangeur « zéro Fi »

Une autre solution pour se débarrasser de la fréquence image, c’est d’avoir une fi de fréquence nulle : L’oscillateur local aura la même fréquence que la porteuse du signal à recevoir.

Supposons un signal RF S(t) = sin (ωo.t + φ) et un signal OL : cos (ωo t)

Voir le dessin ci-dessous.

Branche du bas : on applique la formule sin a cos b, on élimine la somme des fréquences par le filtre passe bas et il reste :
sin (a - b) : sin(ωo t + φ - ωo t) = sin (φ) = le signal "q".

Branche du haut : l'OL retardé de π/2 est devenu un sinus, on applique la formule sin a sin b, on élimine la somme des fréquences par le filtre passe bas et il reste :
cos (a - b) : cos (ωot + φ - ωot ) = cos (φ) = le signal "i".

À partir de ces deux signaux i et q, on peut démoduler la plupart des modulations classiques, avec un DSP, par exemple.

Ces mélangeurs zéro Fi sont très utilisés dans les systèmes de communications modernes.

Un problème qu’il s’agit chaque fois de considérer, c’est celui de la synchronisation entre l’OL et la porteuse du signal reçu. Certaines démodulations exigent un synchronisme, d’autres pas.

Par ailleurs, s’il s’agit de signaux numériques à démoduler, il faudra savoir si on doit ou non transmettre la composante continue démodulée car ces mélangeurs peuvent poser des problèmes pour transmettre la composante continue : il faudra dans ce cas une bonne isolation RF -->OL  et une bonne adaptation RF vers le mélangeur …..

N'oublions pas enfin que le bruit sur les fréquences basses (en 1/f) est supérieur au bruit thermique, ce qui oblige souvent à augmenter le gain RF avant le mélangeur.

On trouve bien d'autres applications des mélangeurs.

Nous donnons par exemple  la récupération de la porteuse avec la boucle de Costas. (voir fin du chapitre 14)

Autres mélangeurs.

Dans les circuits intégrés :

Aujourd’hui, les fonctions RF sont très souvent disposées dans des circuits intégrés. Les mélangeurs RF intégrés utilisent plusieurs configurations, comme les cellules de Gilbert. Nous ne nous y intéresserons pas car en pratique, le constructeur d’un circuit intégré donne toutes les infos nécessaires sans avoir besoin de savoir ce qui se passe dans son circuit intégré.

Multiplication numérique :

On peut aussi multiplier numériquement les signaux, si ceux–ci ne sont pas de fréquences trop élevées pour être digitalisés.

Les mélangeurs paramétriques :

Enfin, on a aussi utilisé des diodes à capacité variables pour réaliser des mélangeurs « paramètriques » à très faible bruit, notamment dans le spatial.
Aujourd’hui, ils sont remplacés par des Mesfets ou Gasfets refroidis,à très faible bruit

Le mixer utilisé en modulateur

La "modulation" consiste à faire porter un signal de fréquence basse ( signal modulant) par une "porteuse" RF.
Le modulateur équilibré , à diode shotky ou numérique, va opérer une multiplication du signal RF par le signal modulant.

Il faudra que le signal modulant soit appliqué sur le plot "iF". En effet, seul le plot "iF" d'un modulateur équilibré peut descendre suffisamment bas en fréquence, jusqu'au continu.

Le résultat sera le signal DSB ( Double Side Band) indiqué par la figure ci-dessous : le spectre du signal modulant est transposé symériquement autour de la fréquence de la porteuse. On notera que , si le modulateur est équilibré, la porteuse ( en pointillé) n'est pas présente au centre du spectre de ce signal modulé.

- Si on superpose au signal modulant une tension continue de niveau convenable, nous aurons en sortie un signal AM ( modulation d'amplitude).

- En utilisant un mélangeur à quadrature cité plus haut, on pourra se débarrasser d'une des bandes latérales du signal DSB, pour obtenir un signal à bande latérale unique . Il suffira de déphaser de 90° l'un des signaux modulant . Si le signal modulant est complexe, il faudra déphaser l'ensemble des ses raies spectrales de 90° , ce qui n'est pas toujours aisé...