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13- Etude de VCO avec blindage

Les oscillateurs

Les systèmes de radiocommunications utilisent les oscillateurs pour différentes fonctions, notamment les pilotes des émetteurs et les oscillateurs locaux.

On utilise rarement un oscillateur "libre", c'est à dire dont la fréquence est déterminée uniquement par l'inductance et par la capacité. En effet,un oscillateur LC aura rarement la stabilité suffisante. La fréquence d'un oscillateur LC est rarement meilleure que le millième de la fréquence , et on observera des variations indésirables de la fréquence pour plusieurs raisons :

- la dilatation des composants L et C en fonction de la température.

-les capacités des jonctions des transistors varient en fonction des variations de tension et de courant.

- Les variations de la charge qui lui est connectée. 

- L'environnement électromagnétique...

Pour des fréquences de plusieurs centaines de MHz, la "dérive" d'un oscillateur libre sera donc de l'ordre de plusieurs centaines de KHz.

Donc dans la très  grande majorité des cas, on devra stabiliser l'oscillateur . Les deux façons les plus courantes : En introduisant un quartz ou en asservissant un oscillateur dit "VCO" par une boucle d'asservissement.  Nous nous intéressons ici au VCO   ( Oscillateur commandé en tension) 

Le VCO :

C'est un oscillateur dont la fréquence est fonction de la tension appliquée sur son entrée "commande" de fréquence: Cette tension est appliquée sur une diode à capacité variable "varicap" . Plus la tension est élevée, plus la capacité diminue et donc la fréquence augmente.

Le VCO est nécessairement associé à une boucle d'asservissement qui va appliquer sur l'entrée commande du VCO une tension telle que la fréquence d'oscillation soit égale à la fréquence programmée sur la boucle d'asservissement. La boucle d'asservissement sera souvent une boucle à verrouillage de phase. 

Voir le paragraphe  consacré à la "boucle à verrouillage de phase" . 

Quel transistor utiliser?

Jusqu'en VHF ou UHF, la plupart des transistors RF conviennent . En général, les transistors bipolaires ont un meilleur bruit de phase que les FET. ( voir en fin de chapitre  le bruit de phase) 

Pour garantir une oscillation facile, on prendra un transistor dont le Ft est très supérieur à la fréquence d'oscillation désirée. On dispose aujourd'hui de transistors hétérojonction Si Ge avec des FT de 45 Ghz, comme le BFP740F, qui permettront d'osciller facilement en bande X !

Mais nous ferons simple...  un oscillateur inférieur au GHz: Le BFR92 , avec un Ft de 5 GHz, est largement dimensionné.... ( ce transistor pourrait encore osciller à plus de 2,5 Ghz..;),

Quel oscillateur utiliser?

Le schéma  ne tient pas compte des polarisations... Nous partons de l'oscillateur de type "Colpitts":

CColpits2

Enfin,  pour diminuer le couplage entre le transistor et le circuit oscillant ( augmenter son Q) , plaçons un condensateur en série avec la self. Nous obtenons l'oscillateur Clapp , très utilisé aux fréquences élevées... 

Notons que C1 est souvent plus grande que  C2...

CClapp

Maintenant, rajoutons les polarisations, 

Le pont de base , constitué de deux résistances de 10K, donne donc sur la base la moitié de la tension collecteur. Si nous avons 6,8 V sur le collecteur, nous aurons 3,4 V sur la base, et 3,4V - 0,7V = 2,7V sur l'émetteur.  Le courant émetteur est donc  i = VE / R1 =  2,7 V/1K = 2,7 mA 

ce qui donne le schéma ci- dessous. 

Notons que le collecteur n'est pas tout à fait à la masse en RF, il y va par une impédance de faible valeur ( R5 et C6 en parallèle) . On prélève le signal aux bornes de cette impédance, qui est relativement séparée du reste du circuit oscillant.

Le circuit LC oscillant est donc constitué par l'inductance L et par les capacités associées en série : C1, C2, C3, et la diode. 

Notons aussi que la résistance R1 peut amortir le circuit si elle est trop faible. En dessous de 1Kohms, il sera intéressant de lui associer une self de blocage en série. 

Attention aussi à la résistance série de la diode varicap, si elle est trop importante, elle amortira le circuit. Par exemple, à 800 MHz, l'impédance de la self 20 nH est de 100 ohms. Si la diode présente une rs de 2 ohms, le Qo sera réduit à 100/2= 50, sans compter les autres causes d'amortissement. 

FIG130

Les valeurs de C1, C2, C3, C6, C9 et de la diode varicap dépendent de la bande de fréquence et sont données à titre indicatif. C3 et C9 dépendent de la largeur de bande à couvrir.

                     C1            C2           C3           C6             C9           L1          D1 ( à-5V)

80 MHz      150 pF    47 pF      47 pF      100 pF      6,8 pF    270 nH        30 pF

800 MHz     4,7 pF     4,7 pF    4,7 pF      4,7 pF       0 pF       20 nH         6 pF

Voici un exemple d'implantation de ce vco, compatible avec des fréquences en dessous du GHz. 

Pour des fréquences au-dessus du GHz, une plus importante miniaturisation sera  souhaitable , avec des composants 0603 par exemple... Et l'inductance des pistes sera comptée dans la valeur de la self

FIG134

Pente du VCO : 

La fréquence du VCO  sera fonction de la tension de commande  appliquée sur la diode à capacité variable.  

Par exemple, si la fréquence augmente de  3 MHz quand la tension de commande augmente de 1 volt, on dira que la pente est de 3 MHz/Volt.

On cherchera souvent à avoir une pente constante dans la zone de variation de la tension de commande.  On obtiendra cette linéarité en agissant sur C3 et C9 (en parallèle sur la diode).  La modélisation demandera de connaître la courbe C = F (V)  de la diode varicap. 

Pourquoi une pente constante ? La plupart du temps, un VCO est stabilisé par une boucle de verrouillage de phase. Or les caractéristiques de ce verrouillage font intervenir la pente. 

Un oscillateur VCO en UHF sera très sensible à son environnement...

Il faudra prendre d'autant plus de précautions que le système de radiocommunication utilise une modulation  à bande étroite....


Qu’il s’agisse de champs ou de variations de tensions. Le moindre signal perturbateur sur les entrées peut entraîner de larges sauts de fréquence. Or la boucle de phase ne peut contrôler la fréquence que si les variations sont suffisamment lentes.

Si un VCO est perturbé par un signal de fréquence F, des bandes latérales apparaîtront à plus ou moins  F autour de la fréquence du  VCO ... 

Il faudra donc filtrer convenablement l'alimentation notamment des bruits "rapides" .

Il faudra aussi s'assurer que le VCO n'est pas sensible aux vibrations mécaniques,. Pour cela, il faudra une certaine rigidité de l'ensemble des composants de celui-ci. Notamment l'inductance .... Certains condensateurs aussi peuvent être "microphoniques" ...


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Quoi mettre derrière l'oscillateur: les étages tampons...

On n'adapte pas un oscillateur ! Un oscillateur n'est pas un système linéaire. A la mise en route, l'amplitude de l'oscillation augmente jusqu'à atteindre une non linéarité qui adapte le gain nécessaire à l'entretien ( gain de boucle unité) . Donc si on récupère de l'énergie de l'oscillateur, le signal diminue peu et si on le charge encore plus , il vient un moment où, le gain de boucle diminuant, le transistor arrive dans sa zone linéaire, et il se trouve alors en limite du décrochage.

Moralité : on ne définit pas l'impédance de sortie d'un oscillateur, on le charge par une impédance suffisamment grande pour ne pas trop perturber l'oscillation. C'est le rôle de l'étage tampon qui suivra toujours un oscillateur. Souvent même, il y aura plusieurs étages tampons, les uns derrière les autres, de façon que des variations de la charge du dernier étage ne soit pas "vues" par l'oscillateur ( réduction du "pulling").

En général, les étages tampon sont à large bande...L'énergie qu'on prend au VCO résulte d'un compromis:  Si on prend trop, on amorti le circuit oscillateur, et il risque de "décrocher" . Mais si on prend trop peu, les étages tampon qui suivent devront avoir un gain important, et on aura en sortie un plancher de bruit élevé, du au bruit thermique du premier étage tampon....Par ailleurs, il ne faut pas non plus que les étages tampon qui suivent aient un gain bien plus   important sur des fréquences beaucoup plus basses que la bande du VCO, ce qui peut arriver si on place des capas de liaison ou de découplage d'émetteurs trop grandes . En effet, le bruit thermique sur les fréquences basses peut se  transposer autour de la fréquence du VCO si un étage qui suit est non linéaire.  

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Confinement du VCO : 

Un VCO devra  obligatoirement être confiné dans un blindage et toutes les entrées et sorties de ce blindage devront être filtrées avec soin. On peut ainsi parler d’une véritable « sanctuarisation » du VCO.

Le blindage : Le blindage protège des rayonnements directs. Cette protection doit être considérée vis-à-vis d’autres éléments de la carte, et vis-à-vis de l’extérieur.

Un exemple type, source souvent des problèmes : La carte qui supporte le VCO peut être celle d’un appareil émetteur portable avec son antenne intégrée. L’ensemble de l’appareil est soumis au champ rayonné par l’antenne, qui peut se chiffrer en dizaines de volts par mètres. En principe, la carte d’un tel appareil se trouve dans un blindage, et le VCO est lui-même un module implanté sur la carte, et blindé également.

Ce sera ici un capot métallique soudé sur sa périphérie au plan de masse de la carte. Le plan de masse n’étant pas sur la couche sur laquelle est soudé le capot, il faudra créer une bande cuivrée côté capot, et sur laquelle on soudera le capot. On disposera une rangée de vias pour relier cette bande au plan de masse. La distance entre chaque via doit être très petite par rapport au quart d’onde. A 1 GHz, par exemple, les vias seront espacés de 4 mm maximum.

On notera que la partie inférieure du blindage est constituée par la couche de masse de la carte.

Quelle doit être l’épaisseur du blindage ?

Aux fréquences considérées, l’épaisseur du blindage doit être de plusieurs fois l’ »épaisseur de peau delta », On constate donc qu’un blindage de 50 µ est suffisant, quel que soit le métal utilisé…. Le capot aura une épaisseur supérieure à  celle nécessaire, mais c’est pour garantir sa rigidité. .

L’expérience montre que c’est rarement le blindage qui est source de « fuites », mais les connexions qui passent de la carte vers l’intérieur du blindage.

Ces pistes entreront dans le blindage par des fentes issues d’un « décroché » du blindage. Voir FIG 132…

FIG132

Traitement CEM des entrées /sorties.

Ce traitement consiste à empêcher les perturbations extérieures d’entrer dans la partie sous blindage, et réciproquement d’éviter que les rayonnements des éléments intérieurs ne sortent du blindage. Que ce soit dans un sens ou dans l’autre, les solutions sont les mêmes.

Dans l’exemple choisi, nous avons 3 liaisons qui entrent dans le blindage :

  • -L’alimentation du module
  • -La tension de commande de la diode à capacité variable
  • -La sortie RF du module 

Le filtrage de l’alimentation est un filtrage HF et moyenne fréquences , la régulation de la tension d'alimentation est faite par le régulateur de la carte. Les petites variations lentes de l'alimentation sont compensées si nécessaire, par la boucle de verrouillage de phase....

Pour filtrer cette connexion, nous avons déjà vu que les condensateurs de découplage n’avaient jamais une impédance suffisamment faible pour être efficaces. Nous utiliserons donc une cellule avec impédance série et capacité parallèle. L’impédance série peut être une résistance d’une centaine d’ohms, si on tolère une certaine chute de tension. Sinon, ce sera une ferrite d’arrêt prévue pour ce type d’application. On trouve ces ferrites dans différents formats CMS.Position de la capacité de découplage : Une règle importante, la capacité de découplage doit avoir sa masse très proche de la masse du blindage.

Position de l’impédance série : Celle-ci doit être très proche de l’ouverture d’entrée dans le blindage.Ces composants peuvent être coté intérieur ou côté extérieur, l’essentiel est de respecter ces deux règles. 

decouplage blindage

Filtrage de la tension de commande de la varicap :

Cette tension provient de la sortie du filtre de la boucle PLL. Voir le chapitre 14 :"  Exemple de boucle à verrouillage de phase"

Pour un VCO, la sensibilité de cette entrée se chiffre en MHz par volt.

En général, on attaque les varicaps à travers une résistance de valeur de l’ordre du Kohms. En plaçant cette résistance très près de l’ouverture d’entrée dans le blindage, on réalise déjà un blocage des signaux RF. Le choix de cette résistance n’est pas anodin. Plus faible que 2000 Ohms, elle va amortir le circuit LC oscillateur. Si elle est bien plus grande, il faudra calculer et vérifier que sa tension de bruit thermique ne dégrade pas le bruit de phase du VCO si le VCO pilote un système à bande étroite de modulation et si la pente est grande..

Une capacité de découplage du coté extérieur devra parfaire ce filtre. Cette capacité de découplage devra être suffisamment petite pour ne pas modifier le filtre de boucle. Sinon, elle peut être le dernier condensateur de ce filtre, ce qui a pour avantage de filtrer les tensions résiduelles entre la masse du comparateur PLL et la masse de cette capacité. En effet, il ne faut pas oublier l’extrême sensibilité de cette entrée : Pour une pente de 10 MHz par volt, un bruit de 10 µV produit une excursion de fréquence de 100 Hz.

Traitement  de la sortie RF du VCO :

La sortie RF est toujours suivie, on l'a vu,  d'un ou plusieurs étages tampons . …La piste de sortie du dernier étage tampon sera adaptée, en principe en 50 ohms, car l’utilisation de ce signal n’est pas nécessairement placée à proximité du VCO. Cependant, attention, si cette piste de liaison est trop longue, ou mal protégée de l'environnement, on risque  de récupérer des signaux parasites.... 

Un trou de réglage dans le blindage ?

Si celui-ci est nécessaire, il devra avoir un diamètre minimum, car il n’est pas exclu qu’une petite partie du champ proche issu de l’inductance puisse fuir par ce trou et coupler le VCO au monde extérieur. On pourra placer un petit autocollant métallique pour boucher ce trou, une fois le réglage réalisé… 

Bruit de phase 

Le spectre d'un oscillateur n'est jamais une porteuse parfaitement pure. Autour de la "raie" spectrale apparaîtront des bruits sous forme de raies ou d'énergie étalée spectralement. En général, les raies parasites ont des causes extérieures à 'oscillateur lui-même, par exemple des couplages avec des signaux extérieurs, dont nous avons parlé. 

Mais l'oscillateur lui-même va produire un spectre continu autour de la porteuse. 

Le bruit d'amplitude est du à des fluctuations de l'amplitude , qui produisent une modulation d'amplitude parasite, et donc des bandes latérales .  Si le signal issu de l'oscillateur est amplifié et limité en amplitude, la modulation d'amplitude parasite va disparaître, mais on aura toujours  une modulation de phase parasite ou "jitter" .

En général, c'est donc cette modulation de phase parasite qui pourra être gênante dans les systèmes de communications. 

- Si le jitter est  important, il  peut se superposer à la modulation "utile" et réduire le rapport S/B de cette modulation, et donc aussi  augmenter le taux d'erreur des récepteurs numériques.  

- Mais même pour les faibles niveaux de modulation de phase parasite,  les bandes latérales de bruit pourront quand même gêner les communications dans les voies adjacentes. Pour évaluer ces problèmes, on peut considérer le spectre de la porteuse non modulée . Les bandes latérale dues à la modulation de phase parasite sont symétriques:  la figure ci-dessous donne un exemple de spectre d'un côté de la porteuse ( non modulée par le signal utile) . 

bruit de phase

Exemple d'évaluation du bruit  présent dans un canal  adajacent : 

En considérant le bruit d'un VCO représenté dans la figure ci-dessus, supposons qu'on veuille évaluer  le  niveau de bruit  dans un canal de largeur 25 KHz, et distant de 40 KHz de la porteuse.  On voit que le bruit moyen dans ce canal est de -90 dBc/Hz . 

( dBc signifie dB par rapport à la puissance de la porteuse).

Comme le canal a une largeur de 25000 Hz, il faut ajouter 10 log ( 25000) = 44dB.

Le bruit dans ce canal sera donc -90 dBc + 44 dB = -46 dBc  

Ainsi, un émetteur de 1 watt émettra donc un bruit perturbateur de  30 dBm - 46dB = -16 dBm dans ce canal.  On comprend l'intérèt d'avoir des bruits de phase faibles pour des systèmes de radiocommuniations.  

 Effet du bruit d phase d'un oscillateur local de récepteur :

Si le VCO est utilisé en oscillateur local d'un récepteur, le bruit de phase de cet oscillateur local va nuire à la sélectivité de ce récepteur: Un fort signal proche du canal reçu va transposer un bruit dans le canal utile du récepteur.  Le VCO de l'exemple ci-dessus, utilisé en oscillateur local, réduira la sélectivité à  46 dB , pour un  récepteur de bande passante 25 KHz  pour un perturbateur situé à 40 KHz du canal utile. 

Réduction du bruit de phase:

Le VCO étant associé à une  boucle de phaseUne boucle de verrouillage de phase peut  réduire le bruit de phase , mais pour un écart à la porteuse inférieur à la fréquence de  coupure de la boucle de phase... 

Pour les écarts supérieurs, il faut compter sur les caractéristiques du bruit de phase de l'oscillateur lui-même.  On réduira ce  bruit de phase grâce à  un amortissement faible du circuit LC  ( Q  élevé),   en utilisant un transistor à faible bruit, et en ayant un niveau de puissance de l'oscillateur suffisamment élevé. ( même si  on doit limiter le niveau à cause de la diode varicap. )

Une autre source de bruit de phase peut être la résistance qui attaque la diode à capacité variable ( R9 dans le schéma plus haut) . En effet, si la pente est importante , par exemple 30 MHz /volt, le bruit thermique de cette résistance module l'oscillateur en fréquence. Ce phénomène peut être gênant pour les systèmes à bande étroite  qui sont assez exigeants concernant la sélectivité . Dans ce cas, on évitera de placerune résistance de trop grande valeur . C'est un compromis, car une valeur trop faible amortit le circuit...Souvent, une valeur de l'ordre du millier d'ohms. 

Et au delà du GHz ?

On pourra extrapoler les valeurs données, mais avec une remarque sur le condensateur placé entre base et émetteur ( C1 du schéma ci-dessus): A partir d'une certaine fréquence, au delà du GHz pour le BFR90, l'impédance Base émetteur du transistor devient inductive. La capacité C1 risque alors de créer un circuit résonant parallèle qui nuira dans une certaine bande. En pratique, au delà d'une certaine fréquence (  1,5 GHz pour le BFR 90) , le condensateur C1 câblé entre base et émetteur doit disparaître, la capacité entre base et émetteur sera uniquement celle de la jonction base -émetteur .

Avec ce schéma, on peut réaliser des oscillateurs de fréquence proche du Ft du transistor...

Par exemple: un oscillateur 2,5 GHz avec un BFR90 et  CMS de format 0603:

- la fréquence est ajustée par C3 ( de l'ordre du pF) et L1 ( micro self de quelques  nH) exemple)

- La capacité C2 est constituée par les pads des composants, de l'ordre du pF .

VCO2

- en sortie, C6 doit être suffisamment grand ( par exemple 22pF) pour qu'il soit selfique avec sa piste, ce qui permet d'éviter un court circuit par résonance série dans la bande de fonctionnement. ( auquel cas, le signal de sortie disparaîtrait...)

La résistance R7 qui apporte la polarisation sur la base doit faire au moins un millier d'ohms pour ne pas amortir le circuit.

La self en série avec R1 ( autour de 47 nH) empêche que la résistance R1 amortisse le circuit.

On choisira une varicap D1 de quelques pF, avec une rs faible. 

Cas général de l'oscillateur clapp en hyperfréquence.

Au delà de quelques GHz, réaliser un oscillateur nécessitera un transistor de Ft plus élevé. ...Bien qu'on arrive à faire osciller un transistor jusqu'à son Ft, il sera recommandé de choisir un Ft  deux ou trois fois plus élevé que la fréquence sur laquelle il oscillera. Nous aurons ainsi un boitier plus adapté. En effet, les éléments parasite du boitier jouent un rôle important à ces fréquences. Par exemple, avec un transistor bipolaire hétérojonction SiGe comme le BFP740F, de Ft = 40 GHz, on peut très bien concevoir un oscillateur en bande X. Bien entendu, plus on montera en fréquence, plus les composants CMS seront de petit format...

Bien sur, au delà de quelques GHz, il faudra passer sur un substrat adapté: téflon, rexolite, Ro4000 , alumine, si on veut utiliser des lignes résonantes à Q élevé.

Le niveau de puissance d'oscillation ne devra pas être trop élevé, sinon la tension RF sur la diode varicap va parcourir toute sa caractéristique, ce qui posera des problèmes de stabilité de la pente.  

Considérons donc le schéma ci-dessous, dans lequel nous n'avons pas encore représenté le circuit dans la base...

Le pont de base R1-R2 définit la tension base, de l'ordre de quelques volts. Par exemple, avec une tension base de 2,7 V , nous aurons une tension émetteur de 2 v. La résistance R7 , de quelques milliers d'ohms, sera très proche de la base, elle évite de rajouter les capacités parasites des pistes et des pads du pont de base, 

Si nous désirons un courant de 6 mA, la résistance R1 sera de  2V/6mA = 330 ohms. Nous avons vu que l'émetteur, sur ce type d' oscillateur, présente une impédance relativement haute, et une résistance de 330 ohms va donc amortir le circuit LC. Pour éviter cela, nous placerons une "self de choc" L1  dont l'impédance  sera de plusieurs centaines d'ohms ( en 2GHz:  47nH, et en 10 Ghz : 10 nH en format CMS 0603 par exemple.). Cette self L1 n'est pas utile si R1 est supérieurs à 500 ohms...

La capacité C1 : on a vu que c'est celle de la jonction BE. Elle est de quelques pF pour les transistors de Ft = 5Ghz, et moins de 1 pF pour les transistors de Ft=20 Ghz ou plus....

La capacité C2 est invisible mais  cruciale. Elle ne doit pas dépasser la valeur de C1, ce qui fait que la plupart du temps, elle est constituée par les pads de l'émetteur et de L1. Souvent, il faudra même réduire ces pads...en particulier si on a un substrat à fort epsilon.

La capacité C6 est un découplage sur la fréquence d'oscillation . En bande X, elle pourra être  constituée d'une quart d'onde ouverte. La résistance R5, de quelques dizaines d'ohms,  est vue par le collecteur en dehors de la bande découplée, ce qui est favorable à ,la stabilité. 

clapp

Circuit De la base.

Dans cet oscillateur, si le boîtier est convenablement choisi, la base du transistor présente une réactance négative en série avec une résistance négative:   Z = -jX - r 

Le circuit base que nous  allons rajouter devra donc avoir une réactance +jX à la fréquence désirée, et une résistance série inférieure à r

Quelques options sont représentées ci-dessos.

 Nous n'avons pas représenté le couplage pour récupérer le signal de sortie. Il pourra se faire par une piste faiblement couplée aux lignes, par exemple... Dans le cas où il y a une charge 50 ohms en bout de ligne, cette charge pourra être la sortie.

La capacité de la diode varicap sera évidemment adaptée pour ces fréquences, donc de l'ordre du pF, voire moins.

Le circuit LC série :

C'est le plus simple, mais la réalisation de L2 devient de plus en plus délicate au fur et à mesure qu'on monte en fréquence.

circuit base 1

La ligne  ouverte. 

Pour présenter une réactance positive, sa longueur électrique sera un peu supérieure à un quart d'onde . Mais la capacité de la diode implique de réduire sa longueur, puisque sa capacité va remplacer celle que l'on a ottée en raccourcissant la ligne.

C8 sert à isoler les tensions continues de la base et de la diode. Par ailleurs, si on diminue C8 à quelques pF, on doit rallonger la ligne , et on augmente le coefficient de surtension ...Le cas limite, c'est C8 très petit, et une ligne qui se rapproche de la demi-onde.

circuit base 2

La ligne demi-onde couplée à une ligne  amortie. Ce montage permet d'augmenter le coefficient de surtension du circuit résonant, et donc de réduire le bruit de phase du signal généré par l'oscillateur.

C9 isole la tension continue de base;

circuit base 3

Un résonateur diélectrique (DRO) couplé à une ligne amortie. 

Permet une très  haute surtention, donc un très bon bruit de phase. Mais avec le DRO, on ne pourra pas faire varier la fréquence dans de grandes proportions. Il faudra pour cela coupler la diode varicap au DRO par une boucle basse impédance..

circuit base 4

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