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https://formation-radiofrequences.fr

9- Les mesures en RF et CEM 

Ce chapitre comporte deux volets :

1- Mesures en radiocommunications

2- Des mesures CEM spécifiques

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1- Mesures en radiocommunications 

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Observer un signal radioélectrique, avec quoi ?

On pourrait s'imaginer que pour observer un signal RF , il suffit d’un oscilloscope rapide… Or, cette observation est pratiquement impossible avec un appareil dont l’entrée est à haute impédance. Et en plus, inutile ! Voici pourquoi :

L’entrée d’un oscilloscope classique présente une haute impédance et une capacité de quelques  pF. Vue au bout d'un câble , cette impédance devient n'importe quoi, en fonction de  la longueur du câble et la fréquence. Dans certains cas, on a même un court circuit. ( voir "les lignes de transmission" )

A ces fréquences, le seul moyen de transporter un signal, c’est la ligne de transmission adaptée. Un appareil de mesure de ces signaux doit donc présenter une résistance bien définie, presque toujours 50 ohms, dès son point d’entrée, et le câble de mesure, si son impédance caractéristique est 50 Ohms, présentera alors  cette résistance à son autre extrémité. 

C’est le cas de tous les appareils de mesures à ces fréquences.

Il existe toutefois des oscilloscopes ainsi équipés, pour montrer  des signaux logiques ultrarapides en fonction du temps, mais ils sont inutiles pour les mesures en radiocommunications ..

En effet, en mesures radiofréquences, on a très rarement  besoin de « voir » le signal RF lui-même en fonction du temps. Il suffit de connaître son niveau, et son spectre. La vision du spectre est d’ailleurs bien plus chargée d’information que sa représentation temporelle !

L’observation d’un signal se fera donc à l’aide de l’analyseurs de spectre ou analyseur scalaire , sous 50 ohms. L'appareil permettra ainsi de mesurer le niveau  de toutes fréquences simultanément présentes dans la fenêtre de l'analyseur.  Evidemment , quand on  connecte ce système sur un point de la carte, on y applique 50 ohms ....Ce n'est pas un voltmètre !

Il existe cependant des sondes de capacité d'entrée inférieure au picofarad, et de résistance d'entrée grande , qui possèdent une sortie 50 ohms  pour être connectée sur un analyseur de spectre. Mais ce genre de sonde  est peu précis,  parce que la prise de masse de la sonde devrait  être très courte...

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Mesurer la puissance d'un signal RF sinusoïdal

C’est ce qu’on nomme souvent en radiocommunications une « onde pure » ou une « porteuse non modulée » ou encore un signal "CW"….D'après ce que nous venons de voir, il sera nécessaire de disposer de ce signal à mesurer sous une impédance de 50 ohms.

Si la puissance ne dépasse pas une dizaine de mW, l’analyseur de spectre ( ou analyseur scalaire) sera parfait. La plupart de ces appareils ont une précision meilleure que le dB. Voir plus bas comment utiliser cet appareil....

Entre la source de signal et l'appareil de mesure, il faudra souvent tenir compte des pertes du câble coaxial qui ne sont pas toujours négligeables...  Le câble le plus courant,  RG58CU, introduit les pertes suivantes pour 100 mètres:

à 500 MHz : 45 dB  ,  à 1 GHz : 65 dB     et à 2 GHz :  100 dB.

Prenons un exemple: 

je veux mesurer la puissance de sortie d'une source à 1 GHz, avec 1 mètre de câble RG58CU entre cette source et l'analyseur. 

1 mètres introduisent donc une pertes de 65/100 = 0,65 dB 

Le rapport des puissances est : 

10 exposant ( G/10) = 10 exposant (0,065) = 1,16 

 Il faudra donc rajouter 16 % à la puissance lue.

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Pour la mesure des fortes puissances RF, par exemple un émetteur, trois  solutions :

- un atténuateur de puissance suivi de l’analyseur de spectre . On prendra soin de ne pas appliquer sur l’analyseur un niveau plus élevé que ce qui est autorisé par son constructeur !

- un wattmètre RF  associé à la charge incorporée.

- Un réflectomètre direct/réfléchi  suivi d'une charge de puissance séparée .

Dans ce dernier cas, le problème de la charge de puissance : On trouve dans le commerce des charges 50 ohms de puissance capables d'absorber des dizaines ou des centaines de watts, voire plus.....

Plus on monte en fréquence , plus ces "charge" deviennent onéreuses...Car, on s'en doute,  il est très difficile d'obtenir une résistance pure  de taille suffisante pour dissiper une grande puissance.....

Il existe une astuce pour obtenir une charge correcte aux fréquences du GHz ou plus :

On fait précéder une charge de puissance moindre, et d'impédance moyennement correcte, par un câble coaxial suffisamment long pour présenter une atténuation. Ce  câble devra supporter la puissance, mais  il atténuera la puissance jusqu'à la charge.  et, ce qui est encore plus intéressant, va améliorer le ROS de l'ensemble. 

 Par exemple, supposons un câble ( qui peut être enroulé)  présentant une atténuation de 10 dB , (sur la fréquence considérée) placé  devant la charge: La charge ne supporte plus que le dixième de la puissance , et le taux de réfléchi de la charge est réduit de deux fois 10 dB, soit 20 dB. on obtient ainsi une excellente charge......Plus on monte en fréquence, moins la charge terminale reçoit de puissance, puisque les pertes du câble augmentent avec la fréquence. 

En pratique, le câble pourra être à diélectrique téflon, pour supporter un échauffement, et sera enroulé dans un récipient rempli d'huile....

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Un mot sur le dBm :

En radiocommunications, on a coutume de mesurer les puissances en dBm. Une puissance de zéro dBm est égale à 1 mW .

« (x ) dbm » désigne une puissance de (x) dB par rapport à 1mW.

Autre façon de voir :Le dBm est 10 fois le logarithme décimal du nombre qui exprime la puissance en mW.

Par exemple :

 1mW = 0dBm

1 W= 30 dBm

2W = 33 dBm 

1 µW = -30 dBm

Quand on parle de puissance, le facteur qui multiplie le log est toujours 10 !

Quel avantage d'utiliser le dBm? Voyez ci-dessous comme les calculs de niveaux deviennent simples, il suffit d'additionner ou retrancher les dB :

On peut de la même façon utiliser d’autres unités : on aura le dB W, le dB µV…

Mais attention , pour les tensions , le multiplicateur du log, c’est 20 fois !

 1 µV  = 0dBµV 

 10 µV = 20 dBµV 

 1 mV = 60 dBµV  

2 mV = 66 dBµV 

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Observer un spectre de raie et un spectre continu:

Une "raie" spectrale ( appelée aussi raie discrète) :  C'est un signal d'une fréquence très bien déterminée . il apparait sur l'écran de l'analyseur de spectre comme une "raie" verticale,de largeur  à -3dB égale à  RBW ( résolution de l'analyseur)  et de niveau égal à la puissance de cette raie.

Un spectre continu:  Dans le cas d'un spectre continu, l'énergie se répartit  de façon continue sur le spectre des  "fréquences". L'analyseur de spectre nous indique la puissance qu'il trouve dans une bande  de largeur RBW. Donc, plus RBW  est large, plus il trouve de puissance.  

Par exemple, on pourra trouver un niveau de spectre continu de -50 dBm avec une RBW de 100 Hz. Mais si on réduisait RBW à 1 Hz, on ne trouverait que -70 dBm ( cent fois moins) .... On dit que la densité spectrale de puissance de bruit  dans cette zone du spectre est – 70 dBm /Hz. 

Un spectre continu apparaît si le signal à analyser comporte une partie aléatoire, ce qui correspond à de l'information, ou à du bruit aléatoire ( bruit blanc, etc...)

Notons que les analyseurs de spectre standards n'ont pas une bonne précision sur le niveau de spectre continu du fait de leur détecteur et de leur bande passante qui n'est pas carrée.

Observation d'un spectre de raie:

Exemple : Nous voulons observer un   signal de fréquence  porteuse  Fc = 100 MHz, 

de niveau 0 dBm, modulée en FM par un signal sinusoïdal de fréquence 1 KHz , 

et d'excursion delta F = 5 KHz. …

Nous programmons : fréquence centrale = 100 MHz

Nous programmons ref level = 0 dBm : Comme c'est la puissance moyenne totale du signal modulé, aucune raie n'atteindra 0dBm, et ne crèvera le plafond de l'écran...

Nous programmons Span = 25 KHz , ce qui nous montrera une bande de plus ou moins 12,5  KHz autour de la fréquence .

Un tel signal est composé de "raies" espacées de 1 KHz . Pour observer ces différentes raies, il faudra les séparer…Pour cela, la résolution RBW de l’analyseur devra être plus étroite que la distance entre chaque raie. Pour voir chaque raie, il faudra donc dans cet exemple que RBW soit nettement inférieur à 1KHz. nous programmons par exemple RBW = 300 Hz, si l'analyseur ne l'a pas fait de lui même.

Voici ce que montre l'écran.

En abscisse, chaque carreau correspond à 2,5 KHz, puisque le span total est de 25 KHz;

En ordonnée, un carreau correspond à 10 dB. Comme la référence est de 0 dBm, les raies les plus puissantes ont des niveaux de l'ordre de -9 dBm. 

Si on s'amusait à faire la somme des puissances de toutes les raies, on retrouverait bien sur la puissance totale du signal analysé: 0dBm.

Pour des résolutions fines, c'est-à-dire quand on veut séparer des raies proches, donc quand RBW est petit, il faut tenir compte du fait que l’analyse est plus lente, il faudra que l’analyseur de spectre « passe suffisamment lentement » sur la raie à observer. Heureusement, les analyseurs modernes adaptent leur vitesse de balayage à cet effet ( à moins de le forcer à balayer plus rapidement, ce qui entraînera une erreur de mesure….)

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Mesurer la puissance d’un signal modulé :

Contrairement à une onde pure, un signal de radiocommunications modulé occupe une certaine bande de fréquence, quel que soit le type de modulation. Pour mesurer la puissance totale, il faudra donc que la bande passante d’analyse de l’analyseur de spectre ( RBW) englobe la totalité de la bande occupée par le signal modulé. Par exemple, si on sait que l'émission modulée occupe 10 KHz, on pourra prendre RBW = 100 KHz.  

On qualifie alors ce signal de « bande étroite », puisque RBW est plus large que le spectre total du signal à observer…. 

L'analyseur donnera alors la puissance moyenne du signal modulé .... Mais à condition aussi que le VBW ( largeur de bande video) soit suffisamment bas pour faire cette moyenne. Sinon, la raie bougera avec une modulation d' amplitude...La plupart des analyseurs passent automatiquement à un VBW nettement inférieur à RBW pour lisser et indiquer la puissance moyenne. 

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Analyse de la pureté spectrale d'un signal non modulé...

Ce qui va nous familiariser avec le spectre continu...

Exemple : Cherchons  à observer la pureté d'un signal censé être constitué d'une fréquence unique à 100 MHz ( signal CW) . Dans la pratique, on trouvera souvent  autour de la fréquence de ce signal des "bandes latérales parasites".

Pour bien séparer le bruit du signal CW, il faudra que la distance à laquelle on mesure ce bruit soit au moins 20  fois le RBW. Par exemple, si on veut voir le bruit à 20 KHz du signal CW, il faudra  positionner le RBW à 1 KHz ou moins.

Ci contre voici ce que nous donne l'analyseur de spectre  programmé avec : fréquence centrale Fo =   100 MHz

 span = 100 KHz

RBW = 1 KHz  

L'analyseur balaie  la  bande de 100 KHz autour de Fo en 200 mS. 

Nous voyons aussi les parties continues du spectre :

- un spectre continu qui augmente lorsqu'on se rapproche de Fo, il s'agit probablement du "bruit de phase" de l'onde analysée ( ou de l'analyseur lui même...)

- un spectre continu relativement constant loin de Fo . il s'agit du "bruit plancher", peut être le bruit de l'analyseur lui même, ou le bruit de l'amplificateur qui a amplifié le signal... Ce bruit plancher est ici à -105 dBm pour RBW=100Hz, ce qui donnerait , 100 fois moins si la résolution était de 1Hz, soit une "densité spectrale de puissance" de -125 dBm/Hz... 

Attention, cette mesure du bruit n'est pas très précise, elle dépend de l'analyseur de spectre. En échelle log ( dB)  il pourra manquer jusqu'à 2 dB, sauf si l'analyseur fait une correction sur le "marqueur". 

Notons bien la différence : Le niveau des raies ne dépend pas du RBW, alors que le niveau du spectre continu est proportionnel à la bande passante de résolution  RBW.

Sur l'écran ci-dessus, on voit qu'il est difficile de mesurer le niveau du spectre continu...on pourra le "lisser" en diminuant le VBW . Mais attention, si le VBW est trop faible, le niveau indiqué pour les raies discrètes va baisser, ce qui produira une erreur de mesure. Fort heureusement encore, l'analyseur ne vous laissera pas faire n'importe quoi....

Le "faux spectre continu" :  Il se peut que plusieurs raies  très proches soient comprises  dans la bande de résolution RBW. L'analyseur fera toujours la somme de tout ce qui est compris dans sa bande de résolution RBW.  

C'est souvent le cas en CEM, où la notion de bruit est plus large, et on dira simplement qu'un signal est "large bande" si son spectre est plus large que RBW...Les normes indiqueront alors la résolution à utiliser .  

Dernière remarque :  Si vous voyez une raie émerger du bruit de 3 dB ,  son niveau réel est égal à celui du bruit.... Et une raie qui émerge du bruit de seulement 1 dB est en fait  inférieure de 6 dB au niveau de ce bruit... Vous aurez compris pourquoi: La puissance de la raie s'ajoute à la puissance du bruit, dans cette bande passante..

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Mesurer la pureté spectrale d’un émetteur de radiocommunications.

Dans le cas d’un émetteur de radio communications, il est obligatoire de maintenir toutes les émissions parasites en dessous d’un certain seuil défini par les normes. Le signal "utile" est alors généralement de niveau très supérieur au niveau des "émissions non désirées", par exemple de 90 dB....

 Le spectre d'un émetteur devrait être constitué uniquement de l'énergie dans le canal qui lui  est attribué. C'est le signal "utile".  Mais en pratique, on observera toujours un certain débordement dans les canaux adjacents et même souvent très loin de ces canaux. Ces signaux hors du canal doivent être réduits au minimum, et des normes imposent toujours ces limites. 

Notons la terminologie toujours employée : On parle souvent de "porteuse", ou carrier qui est le niveau de l'émission non modulée en général.  Le terme "dBc" signifie dB par rapport au niveau de la  porteuse considérée. 

 Emissions non désirées dans les voies adjacentes :

Pour les débordements dans les voies adjacentes, on utilisera l'analyseur de spectre pour vérifier que les limites ne sont pas dépassées. On peut trouver dans les canaux adjacents des raies et du spectre continu. Les raies seront faciles à mesurer... 

Mais pour le spectre continu ( qu'on nomme souvent "bruit") , ce sera plus délicat, car la densité spectrale de puissance du bruit  est rarement constante, plus on se rapproche du canal d'émission, plus le bruit augmente....On pourra par exemple décomposer le canal adjacent en plusieurs tranches, et on calcule la puissance  de bruit dans chaque tranche. Par exemple,  avec RBW = 100 Hz, si on a un niveau de bruit de -50 dBm à l'intérieur d'une tranche, alors le bruit   est -40 dBm dans une  tranche de  largeur de 1 KHz. ( dix fois plus) 

 Mais attention, il faut s'assurer que ce bruit est bien celui de l'émetteur à mesurer, et pas le bruit de phase de l'analyseur.  En effet, si on cherche une très bonne réjection des voies adjacentes, le paramètre important de l'analyseur sera son  bruit de phase .  Par exemple, un analyseur qui présentera un bruit de phase de "-100 dBc/ Hz"  à une certaine distance  de la porteuse et qui est utilisé avec une résolution RBW de  100 Hz, présentera à cette distance de la porteuse un plancher de bruit de -80 dB par rapport à cette porteuse. ( puisque le bruit est localement proportionnel à la bande passante) On ne pourra donc pas voir des émissions parasites en dessous de ce niveau....

  Emissions non désirées loin du canal :

  Un problème se pose pour les émissions parasites loin du canal utile, car les normes imposent une réjection importante de ces signaux parasites, souvent supérieure à la dynamique de l'analyseur de spectre. . 

Appliquons  le signal à mesurer sur l’entrée de l’analyseur, par l’intermédiaire d’un atténuateur adéquat.

Par exemple:  Nous pourrons voir la raie principale à Fo  (canal utile) , qui a un niveau de 5 dBm. Nous regardons à 2Fo , 3 Fo les harmoniques éventuels. Supposons que nous observions une raie sur l’harmonique 2 de niveau – 70 dBm. Une question va se poser : Comment être certain que cette raie harmonique est issue de l’émetteur à mesurer… Peut-être est-elle générée par une non- linéarité de l’analyseur...

Nous pouvons lever ce doute facilement, en plaçant un atténuateur supplémentaire de 10 dB devant l’entrée de l’analyseur. La raie principale Fo va descendre de 10 dB, et sera à -5dBm. Si la raie harmonique descend également de 10 dB, cette raie est bien présente en sortie de l’émetteur.

Par contre, si la raie harmonique descend de nettement plus, on peut affirmer que c’est l’analyseur qui produit cette raie, par non linéarité . Il va falloir augmenter la dynamique de la mesure....

En accordant le circuit LC sur la fréquence Fo, on obtient une résistance trés faible sur cette fréquence, et le niveau de Fo s’effondre, par exemple de 20 ou 30 dB….On pourra alors réduire l’atténuation en entré de l’analyseur, et voir des niveaux beaucoup plus bas pour les raies parasites lointaines.

Attention ! Ne pas changer de fréquence de l’émetteur, car l’atténuation devant l’analyseur n’est peut être pas suffisante et va le mettre en danger ! 

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Mesurer une fréquence.

En principe, au fréquencemètre....

Si le signal est de bas niveau et superposé à d'autres signaux, on peut utiliser un analyseur de spectre moderne: on positionne le « marqueur » de l’analyseur sur la raie dont on veut mesurer la fréquence, avec une RBW étroite. . 

L'utilisation de l'analyseur de spectre permet de mesurer la fréquence de signaux bas niveaux. Il sera même possible de faire cette mesure sans "toucher" à la carte électronique, à l'aide d'une petite boucle placée  à proximité de la piste où transite le signal. Cette  boucle équipera l'extrémité d'un câble coaxial connecté à l'analyseur.

Il faut cependant s’assurer que l’analyseur est bien étalonné en fréquence. Pour cela, il suffit d’appliquer sur l’analyseur le signal issu d’un générateur RF digne de confiance. On pourra ainsi vérifier, et noter l’écart de fréquence, ce qui permettra de corriger la première mesure . Nous pourrons aussi appliquer à l'analyseur le signal RF à mesurer et un signal issu du générateur, de niveau identique. On amènera la fréquence du générateur sur la raie à mesurer , jusqu'à obtenir un "battement" de quelques Hz...( la raie varie en amplitude) . 

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La stabilité de la référence de fréquence dépend du type de précision demandée: Par exemple, la précision doit être bien supérieure à la largeur de bande des signaux concernés... Certains types de modulation sont plus exigeants. par exemple, la SSB exige une trentaine de Hz au maximum.

Un générateur classique de laboratoire, piloté par quartz ( avec TCXO ou thermostat) devrait avoir une précision meilleure que le ppm, s'il est allumé depuis un moment..... N'oublions pas que les pilotes à quartz ont une dérive de vieillissement qui peut atteindre 0,5 ppm par an. Pour des précisions supérieures, il faudra utiliser des références externes .( GPS...)

Observer une courbe de réponse.

Il s'agit par exemple d'observer la courbe de réponse en fréquence ( diagramme de Bode) d'un filtre, d'un amplificateur linéaire, etc...

La méthode la plus classique consiste à utiliser un analyseur avec tracking , avec entrée et  sortie en 50 ohms.  

Principe du tracking: le tracking génère à tout instant un signal de fréquence égale à la fréquence que la partie analyseur est en train de scruter.  Si l'analyseur balaie par exemple de 100 à 200 MHz , le générateur tracking va balayer la même bande, de façon synchronisée, de façon que son signal soit toujours dans la bande de résolution de l'analyseur. 

Le niveau de sortie du tracking est compatible avec le niveau que peut supporter l'analyseur ( de l'ordre de 0  dBm)  

Procédure : 

- S'il s'agit d'un amplificateur, on s'assurera que le niveau du signal de sortie  de cet amplificateur ne dépasse jamais le niveau que l'analyseur peut supporter et indiquer. Il peut s'avérer nécessaire de faire suivre l'amplificateur d'un atténuateur adéquat. 

- On programme l'analyseur de façon à balayer la fenêtre à analyser. En principe, l'analyseur  adapte automatiquement sa résolution RBW.

- calage du niveau : On connecte directement le générateur tracking sur l'entrée de l'analyseur. On doit observer une droite horizontale, qui montre que l'ensemble du tracking + analyseur a une réponse en fréquence plate. Ce niveau correspond à 0dB. S'il s'agit de tester un filtre, sans gain, ce sera le niveau maximum possible que peut sortir le filtre. Dans ce cas, on calera ce niveau 0 dB en haut de l'écran...

- on intercale ensuite le système à tester, comme indiqué ci-dessous. La courbe de réponse apparaîtra à l'écran. 

Remarque : pour les filtres très étroits, de l'ordre de quelques KHz, il peut y avoir un décalage entre la fréquence scrutée par l'analyseur et la fréquence du générateur tracking... Et il sera nécessaire d'opérer un réglage sur l'analyseur.

Un exemple d'utilisation du tracking:

Nous avons introduit un quartz 16 MHz en série dans une ligne 50 ohms pour mesurer la fréquence de résonance série et la fréquence de résonance parallèle de ce quartz. 

Nous avons programmé sur l'analyseur de spectre:

- fréquence centrale : 16 MHz

- span : 100 KHz

Nous avons réglé le niveau ( level)  de façon à avoir la ligne zéro dB sue la ligne la plus haute de l'écran. L'analyseur a réglé tout seul le RBW, le VBW, et le temps de balayage des 100 KHz..

Verticalement, nous avons 10 dB par carreau. 

Horizontalement, nous avons 10 carreaux pour 100 KHz, donc 10 KHz par carreau. 

Ci -dessous ce que nous montre l'analyseur:

Une pointe d'atténuation minimale, de fréquence  un peu plus basse que 16 MHz. On a mis le "marqueur" ( point brillant) sur cette pointe pour lire la fréquence de résonance série du quartz : 15,9943 MHz 

A 2,8 carreaux au dessus de la fréquence centrale 16 MHz, donc à 28 KHz , on voit un maximum d'atténuation de 64 dB environ, il s'agit de la fréquence de résonance parallèle qui est donc 16,028 MHz. On aurait pu mettre le marqueur dessus pour plus de précision....

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Mesurer un rapport d’onde stationnaires  ( ROS) …

S'il est possible de mesurer un impédance  ( voir le paragraphe suivant) , on cherche le plus souvent à adapter une charge ...Et  il est bien plus facile  de mesurer le niveau d'adaptation d'une charge  que de mesurer une impédance. 

Nous avons vu que cette désadaptation peut se mesurer par le rapport d’ondes stationnaires. Dans le chapitre sur les lignes de transmission, nous avons vu la relation entre le ROS et le pourcentage de puissance réfléchie. Les appareils de mesure du ROS sont simples d’emploi, bien adaptés par exemple pour tester une antenne avec un émetteur d’une certaine puissance. Pour les puissances faibles, en labo, on utilisera les coupleurs directifs et un analyseur avec tracking, ce qui permet de visualiser la courbe de ROS en fonction de la fréquence. 

La sortie "réfléchie " d'un coupleur donne un niveau k Pref proportionnel à la puissance qui retourne vers la source. Cette sortie sera connectée à l'analyseur de spectre ( voir figure) 

On étalonnera le coupleur directif en remplaçant provisoirement la charge par un circuit ouvert : le coupleur donnera alors un niveau qui sera le niveau  « 0db » de l'analyseur, correspondant à 100% de puissance réfléchie. C'est la calibration. (  On peut aussi remplacer la charge par un court-circuit : le coupleur doit donner le même niveau qu’avec un circuit ouvert. Si ce n’est pas le cas, le coupleur n’est pas parfait….)

On place ensuite la charge à tester. La mesure est alors  immédiate :

-6 dB --> 25% de réfléchi,                   -10 dB –-> 10% de réfléchi…

La qualité du coupleur directif est primordiale: on pourra tester le coupleur  avec une charge adaptée digne de confiance.  Une charge correcte doit donner un réfléchi inférieur de 20 dB au niveau direct. ( soit moins de 1% de puissance réfléchie, donc un ROS de 1,22)   

Aux fréquences élevées, au delà du GHz, une résistance classique de 50 ohms, même CMS,  ne suffit pas pour constituer une charge adaptée. Il faudra utiliser une charge prévue à cet effet. 

Mesurer le ROS d'une antenne sur site. 

La mesure du ROS permet de vérifier l'état d'une antenne installée sur son site. De nombreuses causes peuvent dégrader son fonctionnement : De l'eau introduite dans le câble coaxial, un connecteur défectueux, un contact oxydé, etc...

On effectuera la mesure comme précédemment. Cependant, il peut y avoir une longueur importante de câble coaxial entre le point de mesure et l'antenne, et il  faudra tenir compte des pertes dans ce câble. 

Exemple : Une antenne attaqué par un signal à 1,3 GHz est alimentée par 10 m de câble KX4. Le fabricant du câble annonce que son câble présente 30 dB de pertes pour 100 mètres.

Les dix mètres de câbles introduiront donc 3 B de pertes.  Supposons qu'on mesure en bas du mât un taux de réfléchi de 10 % ...  Le signal direct arrivé à l'antenne aura subi une  perte de 3dB, et le signal réfléchi également. Le vrai niveau de réfléchi sera donc obtenu en rajoutant 6 dB au niveau mesuré...Nous n'aurons plus 10 %, mais 40 % : l'antenne a un problème, alors que le niveau lu semblait rassurant.....

Remarque : N'oubliez pas qu'envoyer sur une antenne un signal balayé en fréquence peut perturber les récepteurs du site. Par correction pour les autres utilisateurs, on fera si possible une mesure sur la seule fréquence nécessaire. 

Régler un filtre à l'aide du ROS en entrée;

A noter qu’on peut régler aussi un filtre en observant le niveau de puissance réfléchie : Quand le filtre ne présente pas  de "réfléchi" , il transmet toute sa puissance à la sortie (  aux pertes près...)

On peut aussi régler le circuit LC  d'entrée d'un ampli RF en mesurant le ROS, mais attention, il faudra que le niveau soit compatible avec le niveau que peut supporter l'amplificateur....Et si l'ampli est en classe B ou C, il faudra , là aussi, que le niveau soit correct. 

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Mesurer une impédance.

On a vu qu'il était relativement facile de mesurer la "désadaptation " par rapport à 50 ohms, par la mesure du taux de réfléchi ou du rapport d'ondes stationnaires. Mais le ROS ne donne pas la valeur exacte de l'impédance. Par exemple, une résistance de 25 ohms ou une résistance de 100 ohms en bout de ligne 50 ohms donnent le même ROS  ( égal à  2). 

Il est plus  difficile de  mesurer une impédance "directement". En pratique, l'impédance à mesurer sera située  à l'extrémité d'un câble coaxial. 

Si l'impédance à mesurer R +jX est placée à l'extrémité d'une ligne, on trouvera en général une impédance très différente R' +jX' à l'autre extrémité. On  a vu  dans le chapitre 3 "lignes de transmission" que  l'impédance présentée par la ligne  dépendra de la longueur de la ligne, et aussi ,bien sur, de la fréquence. On a vu comment l'abaque de Smith permet de connaître de quelle façon la ligne transforme l'impédance placée à son extrémité. .

Le plus souvent, il s'agit de mesurer une impédance d'entrée  d'une fonction : filtre, amplificateur, etc....

Remarquons que parfois, l'impédance à mesurer dépend du niveau. Par exemple, l'impédance d'entrée d'un amplificateur en classe C ou B dépend du niveau du signal .

 Méthode par adaptation par stubs,  On dispose devant l'impédance  à mesurer des réactances variables , par exemple des lignes coulissantes, en parallèle et en série; et on les fait varier jusqu'à avoir en amont un ROS de 1. (méthode à simple stub ou à double stub)  Le diagramme de Smith permet alors de remonter et de trouver quelle est l'impédance devant les stubs. 

Cette méthode permet de mesurer aussi l'impédance d'entrée d'un amplificateur classe C ou B , à condition d'appliquer le niveau correct. Pour l'impédance de sortie d'un tel amplificateur classe C ou B, l'adaptation par stub donnera l'impédance de charge optimale pour le maximum de puissance, qui n'est pas nécessairement  la charge qui donne le meilleur rendement . Pour cette raison, les fabricants de transistors RF donnent "l'impédance optimale de charge" et non l'impédance de sortie...

Méthode par analyseur de réseau ou analyseur vectoriel ( VNA) : L'analyseur vectoriel montre sur un écran avec l'abaque de Smith ,  l'impédance R + jX en un point donné . S'il s'agit de l'impédance d'entrée, on peut exprimer cette impédance sous forme R + jX, ou bien sous forme du coefficient de réflexion S11.  

Mais  en pratique, il est  impossible de connecter  directement l'impédance à mesurer sur l'entrée de l'analyseur. Pratiquement toujours , l'impédance à mesurer sera connectée à l'appareil par un câble coaxial. 

L'analyseur ne voit donc pas directement l'impédance à mesurer, il la voit derrière ce  câble coaxial....

Connaissant l'impédance à vue par  le VNA sur son entrée,  il faudra en déduire quelle impédance se trouve au bout du câble.   Ce calcul peut être fait automatiquement par l'analyseur vectoriel:

 Une  méthode courante classique , c'est d'avoir un coupleur directif en sortie du générateur du VNA. Le coupleur directif nous montre le signal réfléchi . Mais comme nous ne connaissons pas la longueur du câble, la phase de ce signal est incorrecte. Pour trouver le déphasage apporté par la charge, il va  falloir trouver cette longueur.  On remplace provisoirement  l'impédance à mesurer en bout du câble par un court circuit (ou un circuit ouvert). C'est la "calibration" . On précise  à l'analyseur  qu'il y a un court circuit à l'emplacement de l'impédance à mesurer . L'analyseur calcule alors  de combien il doit tourner dans l'abaque de Smith  ( dans le sens inverse des aiguilles d'une montre) pour trouver la bonne impédance. Puis on remplace le court-circuit par  l'impédance à mesurer, et le système fait automatiquement le calcul. 

En fait, ce travail peut être fait aujourd'hui automatiquement par les VNA modernes: Grâce à un balayage de fréquences, le VNA calcule d'abord  la distance électrique entre le coupleur et la charge  à mesurer. 

Notons que le plus souvent, on analyse ainsi l'impédance non pas sur une seule fréquence, mais sur une bande de fréquence. Rappelons aussi que dans la majorité des cas, on cherche à égaler à 50 ohms l'impédance à tester, sans chercher à connaître le détail de l'impédance. On cherchera simplement à avoir une courbe "S11" qui se rapproche le plus possible du centre du diagramme de Smith affiché sur le VNA. ( figure ci-contre)

Remarques :

- Si on veut mesurer l'impédance d'entrée d'un amplificateur bas niveau, il faudra s'assurer que le niveau du signal de mesure injecté par l'analyseur vectoriel ne sature pas l'étage d'entrée ..

- L'analyseur vectoriel est limité en niveau, et il ne sera pas toujours possible de mesurer l'impédance si son niveau ne correspond pas au niveau nécessaire pour attaquer un amplificateur classe B ou C.

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Mesurer une inductance

Sur les fréquences qui nous occupent, les inductances utilisée sont de très petites valeurs, quelques dizaines de nH au maximum. Peu d’appareils permettent cette mesure avec précision.

On peut évidemment utiliser l'analyseur de réseau précédemment cité...

 Une méthode simple et précise consiste à utiliser un filtre réjecteur : Nous allons disposer l’inductance à mesurer en série avec un condensateur de capacité connue, par exemple 10 pF.

Cet ensemble sera placé en parallèle sur une ligne de transmission 50 ohms.

La sortie de la ligne est connectée sur un analyseur de spectre. On injecte à l’entrée de la ligne une fréquence variable, avec un générateur ou mieux le générateur tracking de l’analyseur.

A la fréquence F d’accord du circuit LC, le niveau observé s’effondre.

( courbe ci-contre) Connaissant cette fréquence F et la capacité C, on en déduit la self L :

L en nH , C en pF , F en MHz : 

L = 25,4 /  ( C . carré de F)

remarque : Il faut tenir compte des erreurs dues aux éléments parasites:

- il faut enlever de la valeur L trouvée l'inductance série du condensateur et de ces connexions.

-  la capacité parallèle de la self. si elle n'est pas négligeable, fera que la valeur trouvée est un peu supérieure à la réalité.  Pour faire une mesure très précise, on fera la manip avec deux condensateurs de valeurs très différentes. Ou bien on fera  la mesure de la capacité parasite indiquée plus bas...Ou encore, on fera  la mesure sur une fréquence plus basse.

Mesurer la capacité parasite parallèle d'une inductance.

Les inductances , en particulier si les spires ne sont pas en une seule couche, présentent une capacité en parallèle : Si la self est utilisée pour bloquer les fréquences élevées, cette capacité est souvent gênante, ou au contraire utile si on veut bloquer une fréquence donnée...

Le principe de la mesure : On place la self en série sur une ligne 50 ohms, entre le générateur et l'analyseur, et on constate un maximum d'atténuation sur la fréquence de résonnance parallèle.

Connaissant cette fréquence, et la valeur de l'inductance, on en déduit la capa parasite parallèle, qui peut être introduite dans les simulations....  

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Mesurer la sensibilité d’un récepteur

En général, cette mesure ne pose pas de problème quand on dispose d’un générateur correct. Les problèmes possibles ;

• -Défaut de calage en fréquence du générateur.
• -Défaut d’étalonnage
• -Emissions radio extérieures sur la fréquence testée.
• -Fuites du générateur .

Les fuites d’un générateur peuvent empêcher de tester des niveaux de sensibilité très bas. Une solution consiste à utiliser un atténuateur de 20 dB au bout d’un câble de l’ordre de 1 m. Pour s’assurer qu’il n’y a pas de courant de gaine sur le câble, il suffit de prendre le câble à deux mains, disposées à un quart d’onde environ. Ce geste réduit le courant de gaine. On vérifiera alors que la mesure n’est pas influencée par ce geste. Sinon, il faudra enfiler une ferrite CEM sur le câble...

La sensibilité, comme on l’a déjà vu, se fera par une mesure du rapport signal/bruit après démodulation. , ou par une mesure du taux d’erreurs pour les récepteurs numériques.

On pourra aussi mesurer le rapport S/B avant démodulation, si le récepteur possède une mesure du niveau RF reçu ( "mesure de champ...").

Le rapport S/B en niveau RF est généralement différent du rapport S/B après démodulation. 

On a représenté sur la figure:

Côté générateur, un signal utile S et la tension de bruit B1 généré par la résistance  du générateur.

  Côté LNA, on peut modéliser le bruit rajouté par le LNA par une tension de  bruit B2 en série avec la résistance d'entrée du LNA.

(Nous verrons plus bas comment une résistance génère du bruit....)

Qu'appelle-t-on bruit ramené à l'entrée du préampli LNA ?.

C'est la puissance de bruit créée dans la résistance d'entrée R du LNA , cette puissance est   créée par les deux sources de tension bruit B1 et B2..

Comme il s'agit de tensions de bruits aléatoires non corrélés, il faut considérer  la somme des puissances créées dans la résistance d'entrée R du LNA.

Par exemple, si B1 = B2, donc si le LNA rajoute autant de bruit que celui qui vient du générateur, la somme des puissances de bruit dans R est donc double, supérieure de 3 dB à ce qu'elle serait si on n'avait que le bruit du générateur seul. Le facteur de bruit est alors de 3 dB, par définition.

Petit rappel : Bruit généré par une résistance: Loi de Nyquist: Une résistance ( ici, celle du générateur ) à la température de 20 °C , soit 293 °K , donne sur une autre résistance identique qui lui est connectée, ( ici la résistance d'entrée du LNA) une puissance de bruit de -174 dBm par Hertz de bande passante.

Si nous observons ce bruit dans une bande passante carrée de 100 KHz par exemple ( celle du récepteur qui suit le LNA) , alors le niveau de bruit reçu par ce récepteur, donné par la seule  résistance du générateur au LNA sera :

-174 dBm + 10 log ( 100 000) = -174 dBm + 50 dB= -124 dBm

C'est la puissance de bruit qu'un générateur envoie sur sa charge adaptée,   à la température du laboratoire, si le récepteur a une bande passante de 100 KHz.

Le  facteur de bruit du LNA: Par définition, ce sont tous les dB au delà de ce niveau... Ils sont dus au bruit B2 du  LNA.

 Dans notre exemple, si on trouve que le niveau de bruit total ramené en entrée du LNA est -120 dBm, alors le facteur de bruit du LNA est 124 - 120 = 4 dB.

Nous voyons que pour trouver le facteur de bruit, nous avons supposé que la température de la résistance du générateur était de 20°C( 293 °K) . En effet, sauf précision contraire, le facteur de bruit est défini avec une source ( générateur ou antenne) à cette température..

Nous voyons donc une première façon de mesurer le facteur de bruit:   On cherche d'abord la puissance de bruit totale ramenée en entrée ( par exemple en appliquant un signal faible donné et en mesurant le rapport S/B ). Puis on   compare ce niveau de bruit à ce qu'il serait s'il n'y avait que le bruit du générateur ( calculé avec loi de Nyquist). On en déduit combien il y a de dB en trop par rapport à la loi de Nyquist: c'est le facteur de bruit.

Mais pour cela, il faut connaître avec une très grande précision la bande passante du récepteur ou de l'analyseur de spectre qui suit, et pouvoir aussi faire le rapport S/B précis avant démodulation....ce qui est souvent difficile.

Remarque :Comme le LNA est lui aussi à la température du laboratoire, on pourrait se dire que sa résistance d'entrée donne au moins autant de bruit que celle du générateur. Donc le facteur de bruit d'un LNA devrait jamais être inférieur de 3dB. En réalité, il n'en est rien, un LNA de bonne qualité aura un facteur de bruit inférieur à 3dB, car sa résistance d'entrée n'est pas une résistance physique, elle n'obéit pas à la loi de Nyquist.

Une autre méthode pour mesurer le facteur de bruit.

Nous voyons que c'est une mesure délicate...Pour les facteurs de bruit très bas, de l'ordre du db, une erreur de 1 dB est inadmissible. Or les  analyseurs standards n'offrent pas une grande précision sur la mesure de la puissance de bruit. D'abord parce que la mesure devrait se faire dans une bande passante carrée, alors que les analyseurs ont une bande passante (RBW) gaussienne.  De plus, leurs détecteurs ne donnent  pas exactement la valeur quadratique moyenne du signal.

Pour cette raison, nous proposons ici une autre mesure   nous allons comparer le rapport S/B d'un amplificateur connu , à celui que l'on veut mesurer.

Nous devons posséder  un analyseur dont le facteur de bruit est connu et très bas.  Pour l'obtenir,  nous devrons d'abord trouver un amplificateur à très faible bruit, dont nous connaissons le facteur de bruit.  Par exemple un mmic AsGa  50 ohms/50 ohms, avec suffisamment de gain, et par exemple de facteur de bruit 1dB  s'il est chargé par 50 ohms en entrée et sortie.

Nous connecterons cet amplificateur devant l'analyseur de spectre, son entrée étant chargée par la sortie 50 ohms d'un générateur RF. Cet amplificateur sera appelé  "l'amplificateur associé" à notre analyseur de spectre. 

Prenons un exemple :

Programmons l'analyseur de spectre sur la fréquence centrale 100 MHz, avec

SPAN : 1 MHz et RBW= 100 KHz

Notez qu'avec un RBW de 100 KHz, l'analyseur va positionner son VBW vers 100 ou  30 KHz....

Ajustons alors la sensibilité de l'analyseur pour bien voir le niveau de bruit .

Coupons un instant l'alimentation de l'amplificateur associé , pour vérifier que le bruit descend d'au moins quinze dB, car il est impératif que le bruit de l'ampli associé masque suffisamment le bruit de l'analyseur. Si ce n'est pas le cas, associer  un deuxième amplificateur derrière le premier. 

Maintenant, nous allons "lisser" ce bruit pour pouvoir mesurer son niveau avec précision...Pour cela, réduisons le VBW à 10 ou 30 Hz. Le balayage est plus lent, car l'analyseur adapte automatiquement son temps de balayage au filtrage VBW. et le plancher de bruit devient une droite horizontale peu bruitée.

Appliquons maintenant à l'ampli associé à l'analyseur un signal non modulé 100 MHz, et ajustons son niveau pour que le signal dépasse le bruit exactement de 10 dB . Le marqueur sera utile pour avoir cet écart de 10 dB avec précision. 

La photo ci-dessous montre l'écran de l'analyseur....

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Intercalons maintenant l'amplificateur RF à tester en sortie du générateur, ( en conservant  l'amplificateur associé devant l'analyseur) . Cet amplificateur à tester sera bien sur équipé en entrée  de son  circuit LC d'adaptation, de façon à présenter 50 ohms au générateur.

Sa sortie devra également se faire sous 50 ohms ( mais là, c'est moins  critique)  

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Nous avons supposé pour l'exemple que le facteur de bruit de l'amplificateur "associé" à l'analyseur était de  1dB.

Sans toucher au niveau du générateur, mesurons le nouveau rapport signal sur bruit, avec le marqueur. (Les niveaux du bruit et du signal ont évidemment augmenté, du fait du gain de l'ampli à tester qu'on vient de rajouter...).

Par exemple, si on trouve S/B = 10,5 dB , le facteur de bruit de l'ampli à tester est de 0,5 dB meilleur  que celui de l'ampli associé  . Son facteur de bruit est donc :

 1dB - 0,5 dB = 0,5 dB

Si on trouve un rapport S/B de 8dB, le facteur de bruit de l'ampli à tester est moins bon de 2dB , il est donc de 1dB + 2dB = 3 dB.

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Remarque 1: Nous avons supposé que la mesure est correcte parce que le gain de l'ampli à tester est suffisant et que le facteur de bruit de notre analyseur amélioré est bas. Sinon, il faudra corriger le résultat . Prenons un autre  exemple :

- Facteur de bruit de l'analyseur amélioré par son préampli :  F as = 1,5 dB  

  --> donc  en linéaire f as = 10 exposant ( 1,5 /10) = 1,41

- Gain de l'ampli à tester : G = 13 dB 

  --> donc en linéaire g = 10 exposant (13/10) = 20

- Nous mesurons un facteur de bruit F = 1 dB 

--> donc en linéaire f = 10 exposant ( 1/10) = 1,258

nous avons f réel = f - (fas -1) /g 

= 1,258 - ( 1,41 -1) / 20 = 1,237

--> donc F réel = 10 log (1,237) = 0,93 dB   ( au lieu de 1 dB mesuré) 

Remarque 2  : La précision diminue pour les facteurs de bruit très bas. On peut améliorer la précision de la mesure en plaçant derrière le générateur un atténuateur 20dB refroidi à l'azote liquide . On a donc alors une source froide à  77°K.  Alors, si par exemple,  le facteur de bruit de l'ampli associé à l'analyseur était de 1dB, on refera alors la manipulation précédente en considérant que l'ampli associé à l'analyseur a un facteur de bruit non plus de 1 dB, mais de 3dB pour cette température.

Remarque 3: il existe encore d'autres méthodes pour mesurer le facteur de bruit, notamment en utilisant une source de bruit étalonnée. 

En particulier, on peut utiliser des charges "froides" , qui donnent un bruit inférieur à celui d'une résistance, même à la température du laboratoire. Ce sont les ACL (active cold load), basées sur le fait que la résistance d'entrée d'un composant actif n'obéit pas à la loi de Nyquist.

L'utilisation d'un générateur de bruit étalonné permet de s'affranchir de la bande passante et du gain de l'ampli ( ou du récepteur ) testé. Par exemple: on applique d'abord en entré un niveau de bruit de -174 dBm/Hz ( c'est celui d'une simple charge de tpt 20 degrés C ). On note le niveau de sortie de l'ampli. ( ou au point testé en fi du récepteur) Puis on augmente le niveau de bruit en entrée pour avoir 3dB de plus en sortie. Supposons par exemple que le niveau en entrée devienne alors -168 dBm/Hz, soit +6dB de bruit, donc un rapport de 4. On montre que le facteur de bruit sera alors Fb = log (4 -1) = 4,7 dB.

Autres remarques sur le facteur de bruit: Quel est l'intérêt d'un très bon facteur de bruit pour un récepteur?

Contrairement à une résistance , une antenne, si son rendement est bon, va générer un bruit fonction de la température de la région qu'elle vise, et non de la température de l'antenne elle même.

( la température de l'air est transparent au rayonnement en question ne compte pas non plus, sauf bien au delà de la bande X)

En communications terrestres, si elle est directive, et vise l'horizon. une partie du lobe de l'antenne verra le sol, une autre partie verra le ciel. Donc sa "température équivalente de bruit" sera de l'ordre de 300 °K ou à peine moins. Un récepteur de facteur de bruit 1dB rajoutera donc environ 1dB au bruit de cette source.

En communications terrestres, il est donc inutile de chercher à obtenir des facteurs de bruit très inférieurs à 1 dB, car on ne gagnera guère plus de 1dB....

Par contre, si le récepteur, pour une raison quelconque, ne vise pas le sol, par exemple s'il est utilisé en télécommunications spatiales, l'antenne pourra ramener un bruit très inférieur à une source à 300°K: les régions les plus froides du ciel sont à la température résiduelle du big bang, c'est à dire à 4 °K . L'antenne sera alors équivalente à une résistance à 4°K...Pour ne pas masquer un bruit aussi bas, il faudra que le LNA ait également un bruit très bas. Pour les communications spatiales, on aura donc tout intérêt à utiliser des LNA à très faible bruit. Mais il faudra aussi qu'entre l'antenne et le LNA, il n'y ait vraiment pas de pertes , car les pertes sont vues comme une partie de la résistance de la source,  mais à la température de 300°K...D'où l'intérêt des amplificateurs déportés juste derrière l'antenne, et des filtres d'entrée à très fort Qo/Qc.

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Température équivalente de bruit (TEB) .

Ainsi, on voit que au lieu de parler de facteur de bruit, on peut  parler de température équivalente de bruit, pour une source ou pour un amplificateur LNA: 

La température équivalente de bruit d'un système d'antenne sera celle de la région du ciel visée, corrigée des pertes en ligne....

La température équivalente de bruit d'une résistance réelle sera sa température vraie. 

La température équivalente de bruit d'un LNA, on l'a vu, dépend de son facteur de bruit, et  peut être très inférieure à sa température réelle. 

Pour convertir son facteur de bruit en température équivalente ( TEB) :

Le facteur de bruit F en dB est d'abord transformé en rapport :

f = 10 exposant ( F/10)

La température équivalente de bruit est alors TEB = 290 ( f - 1)

exemple : un ampli a un facteur de bruit de 1 dB

f = 10 exposant ( 1/10) = 1,26

TEB = 290 ( 1,26 - 1 ) = 75 °K 

Si une antenne à une TEB de 50 °K et si le LNA a une TEB de 75 °K, alors le système total aura une TEB de 125 °K, ce qui permettra de trouver les rapports S/B reçus.

Et si on veut  convertir La TEB en facteur de bruit : F = 10 log ( 1 + TEB/290) 

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Mesurer une linéarité : l'intermodulation et le point d’interception

Un amplificateur  linéaire  répond à la fois à deux critères :

- Sur chaque  fréquence  le niveau de sortie instantané est  proportionnel au niveau d’entrée. 

- L'amplificateur ne génère pas d'autres raies spectrales que celles du signal d'entrée.

Une façon commode de caractériser un amplificateur, selon le premier critère,  est le "point de compression à 1dB". c'est le niveau de sortie qui se trouve 1dB en dessous de ce qu'il devrait être si l'amplificateur était parfaitement linéaire. 

Un autre effet connu de la non linéarité concerne  le second critère , c'est la génération d'harmoniques. On connait bien le phénomène des harmoniques, multiples de la fréquence de sortie. 

Enfin, un phénomène très gênant du à la non linéarité, qui  concerne  aussi le second critère, c'est "  l’ intermodulation", notamment "l'intermodulation  du troisième ordre".

Alors qu'il est facile de supprimer les harmoniques d'un signal , grâce à un filtre passe-bas , les produits d'intermodulation du troisième ordre peuvent avoir des fréquences  très proches de celle du signal utile....Et donc peuvent être impossibles à filtrer...

Nous allons  mettre en évidence ce  phénomène d'intermodulation de la façon suivante : A l'aide de deux générateur et d'un coupleur 3db,  appliquons à l’entrée d'un amplificateur deux signaux sinusoïdaux de même niveau,  de fréquences proches F1 et F2. 

L’intermodulation d’ordre N créera en sortie de l’amplificateur des raies de fréquences:

m F1 + n F2 ( m et n entiers relatifs)

En additionnant les valeurs absolues de m et n , nous obtenons l’ordre N de l’intermodulation.

Par exemple:

l’intermodulation du troisième ordre

m = 2 et n= -1 

nous donnera la fréquence 2 F1 – F2 .

Prenons par exemple les fréquences 

F1 = 500 MHz et F2 = 501 MHz

Une intermodulation du 3ième ordre est F3 = 2F1 – F2 = 

2x500 - 501 = 499 MHz...

Et une autre est 

F4 = 2F2 - F1 = 502 MHz

Lorsque on fait croître simultanément les puissances  P des signaux F1 et F2, on montre que le niveau en dBm de l’intermodulation croît trois fois plus vite.

Par exemple, ajoutons 1 dB au niveau de F1 et F2 . Le niveau de F3 va croître de 3dB

Nous pouvons représenter sur un graphe, échelles en dB, les niveaux de sortie en fonction des niveaux d’entrée: 

Si les deux signaux utiles de même niveau (P in)   en entrée croissent de 1dB , leur niveau en sortie (P out)  croîtra de 1 dB. ( courbe bleue) . Par contre le niveau « imd3» du signal F3 croitra de 3dB ( courbe rouge) 

Les deux droites se coupent au « point d’interception du troisième ordre IP3 » qui sert à caractériser la linéarité d’un amplificateur.

En fait, dans la zone où l'amplificateur commence à se saturer, le niveau des signaux ne suit plus les droites...

Lorsque la courbe bleue s'éloigne de 1 dB de la droite, on obtient le point de compression à 1 dB de l'amplificateur. Ce point se situe plusieurs dB en dessous du point d'interception d'intermodulation.

Exemple : 

On applique sur l’entrée d’un amplificateur RF deux signaux de fréquences F1 = 800 MHz et F2 = 801 MHz de même niveau . Le niveau de sortie de ces deux signaux est P = +10 dBm.  

On observe aussi sur le spectre de sortie des signaux d’intermodulation à 799 MHz et à 802 MHz, de niveau IMD3 = -40 dBm .

Quel est le point d’interception « IP3 out » de cet amplificateur ? 

Intermodulation créée par deux perturbateurs  de niveaux différents.

Nous avons supposé  deux perturbateurs de  niveaux identique. 

Mais si  le perturbateur F1 a un niveau P1  et le perturbateur F2 un niveau P2,

L'intermodulation F3 =  2F1 - F2  aura pour niveau  IMD3 = 2P1 + P2 - 2IP3 

L'intermodulation F4 =  2F2 - F1  aura pour niveau  IMD3 = 2P2 + P1 - 2IP3 

Cas particulier, mesure de l'intermodulation d'un récepteur

En général, la mesure se fait à trois signaux. Par exemple, on applique à l'entrée du récepteur:

- un signal utile, d'un niveau très bas, par exemple supérieur de 6 B  à la sensibilité maximale utilisable du récepteur.

- un signal brouilleur  éloigné de deux canaux du canal testé. 

- un autre signal brouilleur éloigné de 4 canaux.

Dans ces conditions, un signal d'intermodulation peut se produire dans la voie utile, et donc brouiller le signal utile...

On fait croître simultanément les niveaux ( égaux) deux signaux brouilleurs, jusqu'à ce que le rapport S/B ou le BER se dégrade d'une valeur donnée.  

Par exemple, si le signal utile était de -110 dBm , et si le niveau obtenu pour les  deux brouilleurs est de - 40 dBm, alors la protection contre l'intermodulation est de 70 dB.

Précautions à prendre : attention au bruit de phase des porteuses...

Des signaux brouilleurs puissants situés à quelques canaux de distance peuvent  dégrader la sensibilité du récepteur, du fait du bruit de phase des générateurs brouilleurs, ou du fait du bruit de phase de l'oscillateur  local  du récepteur. ( pour cette raison, on évite en général de faire une mesure de l'intermodulation avec un brouilleur sur la première voie adjacente)

Une méthode rapide permettant de savoir si le brouillage est  vraiment du  à l'intermodulation, c'est de placer par exemple un brouilleur à moins deux  canaux, et l'autre brouilleur à plus 4 canaux. Dans ces conditions, il n'y a pas d'intermodulation générée dans le canal utile, mais on peut voir ainsi si les bruits de phase perturbent la mesure.  

Si le bruit de phase de l'oscillateur local provoque une perte de sensibilité, il faudra considérer que le récepteur ne "tient pas" la mesure d'intermodulation, même s'il est prouvé que le brouillage n'est pas du à l'intermodulation....

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Carte électronique en cours de mesures et de mise au point: précautions ...

Dans un labo d'électronique, il arrive souvent que l'on fasse des mesures et des mises au point sur une carte "à l'air libre", c'est à dire hors du boîtier de l'appareil en cours d'étude....Et on connecte des câbles coaxiaux ou d'alimentation sur cette carte.  

Ces conditions sont susceptibles d'introduire des courants de  mode commun sur les câbles reliés à la carte. En particulier,  il peut se créer des courants de gaine sur les câbles coaxiaux , qui vont provoquer des couplages parasites avec les autres câbles de la manipulation. Ces câbles pourront aussi "capter" des émissions extérieures... 

Pour réduire ces problèmes de courant de gaine, on a vu qu'il faut réaliser des connexions très courtes entre la masse du coaxial et la masse de la carte .

Mais ce n'est pas toujours suffisant , et il est conseillé de bloquer les courants de mode commun en enfilant des tubes de ferrite "suppresseurs de mode commun" sur tous les câbles reliés à la carte sous tests.... Ces tubes seront placés au plus près de la carte. 

Si on veut bloquer une fréquence en particulier, on disposera deux tubes ferrite distants d'un quart d'onde....

Recherche d'une source de perturbation localisée sur une carte:

Il est possible de rechercher  un champ local sur une carte, par exemple pour chercher une auto-oscillation, ou pour identifier la source d'un champ perturbateur. Pour cela, on utilisera une boucle de quelques millimètres de diamètre, placée à l'extrémité d'un câble coaxial de petit diamètre, lui même connecté à un analyseur de spectre. En balayant la carte avec cette boucle, à quelques millimètres, il est assez facile de localiser la source  de rayonnement. Une petite boucle est un capteur de champ H.  On présentera le conducteur de la boucle parallèlement à la piste à tester. 

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2- Mesures spécifiques à la CEM :

Sur les champs électromagnétiques, etc.. .

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 Ces mesures sur les champs électromagnétiques sont souvent réalisées lors des tests CEM. Nous abordons ici les problèmes généraux de ces mesures CEM, sans se référer à une norme particulière.  

Les équipements sous test sont souvent dénommés "EST" dans les norme françaises.

Pour les mesures CEM de susceptibilité , nous devrons créer autour de l'EST des champs électromagnétiques bien définis. Autour de l'EST , mais aussi autour des câbles connectés à l'EST, car c'est très souvent par les câbles, en mode commun ,  que les perturbations atteignent l'électronique de l'équipement . ( ou en sortent...) 

Pour les mesures CEM de rayonnement, nous devrons mesurer la puissance rayonnée par l'ensemble de l'équipement, avec ses câbles . Les normes exigent donc une disposition précise des câbles connectés à l'EST.....

Pour les fréquences inférieures à 30 MHz, les mesures sur les champs ne sont pas facilement réalisables, du fait des distances  nécessaires. Aussi, pour les fréquences plus basses, on  réalisera  des mesures CEM en "champ proche" et   "en conduit" sur les câbles. Nous aborderons ce sujet en fin du chapitre.....

Rappel : mode symétrique et mode commun 

le Mode symétrique:

Dans le mode symétrique, ou différentiel, ( dessin du haut) ) le courant qui entre par un conducteur ressort par un autre conducteur du même câble. C'est la configuration normale des signaux entrant ou sortant d'un équipement électronique ( alimentation, signaux utiles...); 

Rappel sur les rayonnements électromagnétiques :

Un équipement quelconque siège de courants ou de tensions variables est susceptible de rayonner un champ électromagnétique . Un champ électromagnétique ( EM) se compose de deux champs, un champ électrique E et un champ magnétique H. Pour une onde pure ( CW) de  fréquence donnée, ces champs sont sinusoïdaux. ²

A partir d'une source de rayonnement EM, souvent une "antenne", on doit distinguer plusieurs zones:

1- A moins de lambda/3 de la source, selon la nature de la source, le champ E sera prépondérant si la source est surtout le siège de tensions, et le champ H sera prépondérant si cette source est surtout le siège de courants. En CEM, on dit qu'on a affaire à un "champ proche"

2- Lorsqu'on s'éloigne nettement plus que lambda/3, le rapport E /H va devenir constant, et égal à 377 ohms : nous avons alors déjà une "onde électromagnétique".

3- A partir d'une certaine distance D dite distance de Fraunhofer, l'amplitude des champs va décroître proportionnellement à la distance. La puissance par unité de surface décroit donc en 1/(R carré ). Nous pouvons alors parler d'une "onde en espace libre" , composée d'un vecteur électrique E et d'un vecteur magnétique H, perpendiculaires entre eux et perpendiculaires aussi à la direction de propagation.

La distance de Fraunhofer est D = 2(Lcarré )/ λ où L est la plus grande dimension de la source ou de l'antenne. C'est au delà de cette distance qu'on peut mesurer la puissance rayonnée par une antenne, ou encore le gain de cette antenne. On dit qu'on est en "champ lointain" ou "onde plane" ou "en espace libre".

En général, on définit le niveau d'un champ électromagnétique en espace libre par l'amplitude maximale Eo de son vecteur champ électrique E ,

(sachant que son vecteur magnétique est H = E/377) .

4- L'énergie se répartit sur une sphère... et très loin de la source, cette surface est assimilable localement à un plan ; nous avons alors une onde électromagnétique plane. 

L'antenne de mesure CEM:

Il s'agit ici de mesures CEM  en "champ lointain" ou "espace libre" , en général pour les fréquences supérieures à 30 MHz.  Nous verrons plus loin que pour les fréquences basses, en champ proche , les mesures seront différentes. .

Pour mesurer un champ électromagnétique, deux solutions s'offrent à nous:

- Une vraie antenne radioélectrique pour champ lointain:  dipôle demi-onde pour une bande étroite,  sinon antenne large bande log- périodique... Ces antennes permettront aussi de créer les champs électromagnétiques pour les mesures de susceptibilité.

- Un capteur de champ E ou de  H , mais peu utilisés en champ lointain,  permet de descendre plus bas en fréquence. Un tel capteur  est moins sensible pour la mesure d'un champ faible. Il ne permet pas de créer un champ. Par contre nous verrons plus loin qu'il est utile  pour mesurer un champ proche.  , 

 Pour les mesures CEM  en champ lointain ci-dessous , nous utiliserons donc ici les antennes radioélectriques.

Est-il besoin de préciser que pour toutes ces mesures CEM, que ce soit pour émettre ou recevoir, il faudra connaître le gain de l'antenne et vérifier son adaptation. Les mesures sur une large bande de fréquence exigeront une antenne large bande  ou plusieurs antennes utilisées successivement. On tiendra compte chaque fois du gain de l'antenne, qui varie en fonction de la fréquence.

Les antennes large bande ne présentent jamais des  ROS parfaits sur toute la bande spécifiée .... Ainsi, un ROS de 2 sur une fréquence n'est pas forcément bien gênant. En effet, un ROS de 2 , si le câble de liaison présente peu de pertes, provoque une perte de moins de 1dB , ce qui est souvent acceptable si on considère les précisions de ce type de mesure . 

Très souvent, on utilisera des antennes log-périodiques:

- Elles  peuvent couvrir une bande importante.

- Leur  directivité permet de réduire les erreurs dues aux réflexions parasites environnante, notamment sur le sol. Les réflexions parasites sont la cause principale d'erreurs de mesures de ces champs...

- Par contre leur gain a pour conséquence d'allonger la distance de  Fraunhofer, qui doit toujours être respectées pour toutes ces mesures..  

Mesurer un champ électromagnétique en champ lointain 

( espace libre) .

Sur une fréquence fixe, donc avec un champ sinusoïdal, on peut faire la mesure avec un dipôle demi-onde sur cette fréquence, chargé par sa résistance adaptée. Le dipôle étant orienté de façon a être parallèle au champ électrique de l'onde incidente ( polarisation) . 

On mesure la puissance que le dipôle fournit à la charge, qui peut être un analyseur de spectre. L'amplitude maxi Eo du champ E est alors 

Eo = (75 .  racine carrée de P ) / lambda;

attention  : P en watts et lambda en mètres...

Exemple : Sur une fréquence F = 1 GHz, un dipôle demi-onde,  est plongé dans un champ électromagnétique E que l'on veut mesurer.   Le dipôle, une fois adapté, fournit une puissance de -20 dBm .  Calculer l'amplitude Eo de ce champ.

-20 dBm = 10 µW       et  lambda = 0,3 m

Eo = 75 rac( 10 .10E-6) / 0,3 =  0,79 Volt/mètre     ou  Eeff = 0,52 Volts eff /m 

Créer un champ électromagnétique donné en espace libre.

C’est une mesure de CEM classique pour tester la susceptibilité en rayonné d’un équipement sous test ( EST) : 

On crée en un endroit donné un champ électromagnétique, estimé en volts /m .

Objet de la manipulation Faire « baigner » l’appareil sous test  ( EST) dans un champ électromagnétique spécifié, et s’assurer que l’appareil n’est pas perturbé.

Description de la manipulation : La manipulation doit se faire en chambre anéchoïde. L’EST est placé sur un support isolant, avec ses câbles éventuels disposés comme l'indique la norme utilisée.  A une certaine distance, on place une antenne qui sera utilisée pour émettre une onde électromagnétique de fort niveau. A cet effet, l’antenne est attaquée par une source RF de puissance, constituée d’un générateur RF suivi d’un amplificateur de puissance ( souvent modulé en AM).

Ce que spécifient les normes : Généralement, les normes spécifient le niveau du champ électrique dans lequel devra baigner l’objet. Ce champ dépend de la norme, mais il se chiffre généralement en dizaines de volts par mètres.

Calcul de la puissance à fournir à l’antenne, pour obtenir le champ E requis.

Le champ efficace (*) E à une distance D d’une source isotrope de puissance P est : 

E = ( 5,5 racine de P) / D

Ce qui nous donne : PIRE( en watts) = ( E .D )carré / 30

Une fois la PIRE nécessaire connue, on a la puissance à appliquer à l’antenne :

P = Pire - ( gain iso de l’antenne) + pertes dans le câble coaxial.

Exemple : Nous voulons créer un champ E = 10 volts /m avec une antenne de gain 6dB, placée à 3m. On a 1 dB de pertes dans le câble coaxial.

PIRE = ( E . D )carré / 30 = 100 . 9 / 30 = 30 W = 45 dBm.

La puissance à appliquer sera : P = 45 dBm – 6dB +1dB = 40 dBm soit 10 Watts.

(*) Une erreur que l’on fait parfois, c’est de confondre champ efficace et champ crête. Dans les formules des cours Eo sin wt…décrivant les ondes sinusoïdale ( onde CW) , Eo est  le champ crête. Le champ efficace est égal au champ crête divisé par racine de 2 . La formule donnant le vecteur de Poynting , utilise les champs crêtes : P= 1/2 . Eo v Ho. 

Mesurer une puissance électromagnétique rayonnée en espace libre.

C’est une mesure de CEM classique, qui permet de mesurer la puissance rayonnée par un appareil sous test.

Objet de la manipulation :Il s’agit de mesurer le rayonnement de l’appareil sur les fréquences hautes. Pour ces fréquences, l’onde située à  quelques mètres  sera déjà une onde électromagnétique plane (champ lointain).

Description de la manipulation : La manipulation doit être montée dans un espace exempt de réflecteurs pour les ondes électromagnétiques (chambre anéchoïde ) L’appareil à tester            ( EST) sera placé, avec ses câbles éventuels,   sur une table telle que spécifiée par la procédure, constitué en général d’un support isolant.

Le champ sera mesuré par une antenne placée à une certaine distance, et cette antenne sera connectée à un analyseur de spectre.

Ce que spécifient les normes : Les normes spécifient les bandes de fréquences dans lesquelles on doit faire les mesures, par exemple de 30 MHz à 2000MHz. Elles spécifient soit la PIRE maximale de l’objet à tester, soit le champ maximum en Volts/mètres que l’on doit trouver à une distance donnée.. Le niveau de puissance reçu par l’antenne va permettre de calculer la PIRE , ou bien ce champ.

Procédure : Placer l’appareil dont on veut mesurer le rayonnement. Voir ce que nous avons dit dans le paragraphe sur les antennes pour choisir cette distance...parfois imposée par la norme.

On observe sur l’analyseur de spectre les différentes émissions parasites, généralement des raies. Pour chacune de ces raies, on va orienter l’objet pour en obtenir la puissance maximale. On pourrait aussi faire tourner l’antenne autour de l’objet, ce qui est généralement plus difficile. On trouve ainsi la bonne polarisation et la direction de rayonnement maximum. On mesure ainsi un niveau sur l’analyseur.

La PIRE de l’appareil sous test sera alors calculée à partir de la distance x et de la puissance mesurée sur l’analyseur de spectre :

PIRE = 

puissance lue sur l’analyseur

+ atténuation de distance

- gain de l’antenne

+ pertes dans le coaxial .

L’atténuation à la distance x  entre deux antennes isotropes est donnée par la formule :

Ax ( en db) = 22 dB + 20 log ( x / lambda ).

Exemple :

- On mesure le rayonnement d’un appareil sur 434 MHz ( soit lambda = 0,7 m)

- On place l’appareil à x = 2 m

- L’antenne de mesure a un gain de 2 dB et le câble perd 0,5 dB.

- On lit à l’analyseur une puissance de - 28 dbm.

Quelle est la PIRE ?

Atténuation de propagation Ax = 22 + 20 log (2/0,7) =  22 db + 9 dB = 31  dB

PIRE = - 28 dbm + 31 db – 2 dB + 0,5 dB =  + 1,5  dbm

Dans la pratique, l’incertitude de la mesure sera fonction de l’environnement

On peut faire une vérification par « double pesée » : On remplace l’appareil sous test par une antenne étalonnée ( un dipôle demi_onde par exemple) de polarisation convenable, attaquée par un générateur

On sait que dans ce cas la PIRE est la puissance fournie par le générateur moins les pertes du câble entre le générateur et cette antenne,  et plus le gain de cette antenne . 

Prenons un exemple de double pesée: 

Un générateur fournit un signal 1 GHz , de puissance -10 dBm. Ce signal est appliqué à une antenne A constituée par un dipôle demi-onde vertical . Le câble de liaison entre le générateur et l’antenne est un câble RG58 de 6 mètres de long. Quelle est la PIRE dans une direction horizontale quelconque ?

Solution : Comme le dipôle est vertical, il émet une onde d’amplitude identique dans toutes les directions horizontales. ( par symétrie de révolution) . Nous sommes dans le cas du gain maximum du dipôle , égal à 2,15 dB/iso.

Notons pour mémoire que ce dipôle émet une onde polarisée verticalement.

Calculons les pertes du câble : 

A 1Ghz, la notice du câble donne des pertes de  65 dB /100 m,  donc 0,65 dB par mètre...Les pertes par le câble sont donc : 6 x 0,65 dB = 3,9 dB.

Par contre, l’antenne fait gagner dans ces directions 2,15 dB par rapport à une antenne isotrope.

Si on fait le bilan :

PIRE = P sortie du générateur - pertes en ligne + gain de l’antenne =

-10 dBm - 3,9 dB + 2,15 dB = - 11,75 dBm

En remplaçant l'EST par ce dipôle, nous pourrons ainsi nous assurer que la mesure de la PIRE que nous avions faite est correcte.

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Relation entre la PIRE et les champs créés  à une distance d.

Les normes demanderont parfois non pas de mesurer la PIRE de l'EST, mais exigeront une mesure du champ à une distance d, en dB µV, par exemple. Or notre antenne de mesure en réception   nous fournit une puissance ... 

Rappelons que la "PIRE" , c'est la puissance rayonnée par une source isotrope .  

Le champ efficace E à une distance "d"   d’une source isotrope de puissance P est :

E = ( 5,5 racine de P) / d

Le champ E sera  trouvé en volts ( efficaces) par mètres.

Très souvent , les normes donnent des limites exprimées en dBmV /m.

Rappelons que 0 dBmicroVolt /m  signifie  1 microVolt /m

Exemple : Supposons que l’on trouve un champ E = 0,003 V/m

--> Ce champ est de  3000 microVolts /m.

Il suffit alors d’exprimer en dB le rapport entre 3000 et 1

20 log ( 3000/1) = 69,4 dB

Le champ est donc E = 69,4 dBmicroVolts /m

L'amplitude  Eo est obtenue en multipliant E ( en microvolts) par 1,414

Les mesures CEM en champ proche .

Pour les fréquences inférieures à 30 MHz, il devient difficile d'avoir une onde électromagnétique dite "en espace libre", car on ne peut plus se placer  suffisamment loin de l'appareil sous test, le laboratoire n'est pas assez grand.....

Donc, mesurer  des champs proches, c'est mesurer des champs H ou E séparément, car la connaissance de l'un n'entraîne pas la connaissance de l'autre puisque leur rapport n'est plus 377. Il faudra donc des "sondes" ou  "capteurs" de champ H ou de champ E, selon les normes demandées. Il ne faudrait pas appeler "antenne" ces capteurs....

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Mesures du champ proche émis par l'EST :

La sonde devra être orientée pour donner le maximum de champ reçu. 

Les sondes de champ E : La sortie de la sonde se fait en 50 ohms vers un analyseur de spectre, et le fabricant donne la correspondance entre le niveau lu à l'analyseur et le champ électrique mesuré.

Pour info, on trouve à l'intérieur de la sonde un  dipôle électrique parallèle au champ à mesurer,   petit devant lambda/4 . La tension fournie à vide par ce dipôle  est en gros égale   à la longueur de ce dipôle électrique multipliée par le champ en volt par mètre. Ce dipôle est  souvent connecté à un ampli intégré au dipôle, à haute impédance d'entrée. Mais ce  "dipôle" peut  aussi être connecté par  coaxial à une charge 50 ohms,  au prix d'une baisse de sensibilité aux fréquences basses.

Des sondes de champ H , plus rares,  permettent   de mesurer le champ magnétique. Comme pour les sondes E, elles seront connectées en 50 ohms à un analyseur de spectre, le fabricant donnant la correspondance entre le niveau de sortie lu à l'analyseur et le champ ainsi mesuré.  

  Les fabricants sérieux de ces sondes assurent, par un dispositif approprié,  que ce n'est pas le câble , par courant de gaine, qui capte le champ à mesurer...

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Mesures de susceptibilité en champ proche:

Le problème reste le même que pour la mesure des champs: Pour les fréquences basses, on devrait  placer trop loin l'antenne de l'EST  à perturber. 

Les cellules "TEM" permettent  de faire des mesures de susceptibilité en champ proche: on place l'EST dans  une  "cellule  en mode TEM", qui  permet de créer des champs de fréquences aussi basse qu'on veut. Les dimensions de la cellule  limitent les dimensions de l'objet à tester..... Pour les grandes cellules TEM, on sera limité vers les fréquences élevées, car il ne faut que le mode TEM dans la cellule....

(Notons qu' un étalonnage de la cellule permettrait aussi de faire des mesures de rayonnement.)

Mais le plus souvent, pour les fréquences plus basses, les normes exigeront  des mesures "en conduit" . Voir ci-dessous....

Les mesures CEM en conduit

On sait que les perturbations CEM sont très souvent induites à partir des câbles conducteurs,

( alimentation, etc...) qui sont connectés à l'équipement sous test ( EST) .

Il s'agit le plus souvent de mesures à des fréquences inférieures à 30 MHz, puisque au-dessus de 30 MHz, on fait en général  les mesures par les champs  "en espace libre" , comme décrites précédemment. 

On effectuera donc à partir des câbles:

- des mesures de susceptibilité: on injecte des signaux en mode commun relativement puissants , tensions ou courants. Ces signaux seront toujours définis par des normes attribuées à chaque type d'équipement. Par exemple, pour des équipements audio, il est souvent exigé d'injecter des signaux modulés en amplitude pour mettre en évidence les non linéarités de certains semi-conducteurs, qui se traduiront par l'apparition de bruits audio.

- des mesures d'émission en conduit. Il s'agit de mesurer les signaux de mode commun que l'EST injecte sur ses câbles , signaux qui pourront perturber l'environnement .

Les normes sont en général très précises sur le protocole et le montage à employer, afin de garantir la reproductibilité des mesures dans différents laboratoires.

Nous allons donner  un exemple de dispositif souvent employé, pour bien comprendre ce qui se passe .

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Test de susceptibilité 

On injecte sur le  câble d'alimentation de l'EST  un signal perturbateur en mode commun, grâce à un tore d'injection qui joue le rôle de transformateur.  Ce câble à tester ( alimentation par exemple) passant dans le tore, est équivalent à une spire du transformateur. Le signal perturbateur est issu d'un générateur de puissance, et est appliqué sur le primaire du tore, composé de quelques spires.  On injecte ainsi sur le câble une tension de mode commun aisément calculable par le rapport de transformation....

Mais les normes exigent parfois de connaître le courant de mode commun injecté sur ce câble. A cet effet, on pourra placer très près de l'EST une pince de mesure de courant qui est un autre tore .  Le signal de sortie de la pince permet de connaître le courant injecté dans le câble à l'entrée de l'EST....

Bien évidemment, le courant qui circule dans la boucle dépend de tous les éléments en série dans la boucle.  Pour cette raison, il faudra disposer entre  l'alimentation et ce câble un dispositif présentant une impédance   bien définie ( pour le mode commun !) .  C'est le but du  RSIL ( réseau de stabilisation d'impédance de ligne ) , qui protège également l'alimentation ( ce n'est pas elle qu'on veut perturber !) 

Ce genre de mesure n'est reproductible que si le câble en question constitue une ligne de transmission d'impédance caractéristique à peu près maîtrisée,  ( pour le mode commun...) . Pour cette raison, les normes précisent la distance D entre le câble et la table de masse....

Remarques ;

1- Si la distance L2 entre le tore d'injection et l' EST n'est pas négligeable devant la longueur d'onde ( cas fréquent au delà d'une trentaine de MHz) la ligne peut avoir pour effet que  le courant à l'entrée de l'EST soit très supérieur au courant injecté par le tore: La pince de mesure du courant sera  placée le plus près possible de l'EST pour mesurer le courant réellement présent à l'entrée de l'EST.   

2- Le tore d'injection doit pouvoir supporter la puissance requise, et monter jusqu'à la fréquence maximale du test . Souvent, il s'agit de 30 Mhz, mais il est possible de monter plus haut si la ferrite du tore est adéquate.

3- La pince de mesure doit présenter une impédance faible au mode commun , pour ne pas bloquer les signaux qu'on veut injecter sur l'EST, donc elle sera chargée à basse impédance, pour fonctionner en "ampèremètre". 

4- Selon ce qu'exige la norme, l'EST sera ou non relié à la table de masse. 

5- En général, le signal de mode commun perturbateur appliqué est une source de tension, comme c'est le cas dans notre exemple. Si le filtrage de mode commun de la carte  présente un court circuit , le courant peut-être très intense.... De même,  si on veut imposer un courant de mode commun, l'impédance du filtrage peut être très grande , et une tension importante peut être destructrice... Donc,  une limitation du signal perturbateur sera généralement prévue. 

Test des émissions en conduit issues du EST.

Le montage est pratiquement le même que pour le test de susceptibilité, mais sans le tore d'injection. Notamment, le RSIL et sa la ligne de liaison devront être conformes aux exigences de la norme, pour avoir une mesure reproductible.

Le signaux sont récupérés  par la pince de mesure constituée d'un transformateur à tore. Ils seront  analysés finement, conformément aux normes à respecter ( résolution RBW de l'analyse spectrale, détection quasi crête dans le cas de signaux impulsionnels, etc...). 

L'analyseur de spectre permettra de mesurer le niveau de courant de chaque raie spectrale.

Par exemple, s'il y a 10 spires au secondaire de la pince de mesure,  le rapport de transformation est k = 10, et le rapport des impédances kcarré = 100. Si le secondaire est chargé par un analyseur de spectre 50 ohms,  alors la pince présentera au conducteur testé une résistance de 50/100 = 0,5 ohms : ce sera considéré comme négligeable, on a donc bien un ampèremètre. Le transformateur est utilisé en transformateur de courant. 

Exemple : Si on mesure à l'analyseur - 40 dBm  donc 0,1 µW, on a un courant dans 50 ohms:

 i = racine de (P/R) = rac ( 0,1 10 E-6 / 50) = 45 µA

Le courant dans le conducteur testé sera k fois plus important, donc ici 0,45 mA. 

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