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11-Exemple : un amplificateur UHF faible bruit

Un amplificateur faible bruit est souvent désigné par LNA ( Low Noise Amplifier)

Nous choisissons d’étudier un amplificateur faible bruit  bande étroite , dans la bande des 400 MHz. ( bande UHF) 

En plus des calculs nécessaires, nous proposons aussi un routage, car  le routage est essentiel  en haute fréquences...

Choix du transistor pour un amplificateur UHF faible bruit.

Pour les fréquences autour du GHz et au delà, les transistors FET AsGa ( pHEMT...) ont d'excellentes performances en bruit.

Mais plus bas, en UHF ( ultra hautes fréquences) et VHF ( très hautes fréquences) les  transistors FET   présentent  le défaut d’une très grande impédance d’entrée qui  pose un  problème de largeur de bande.  De plus, pour réduire de facteur de bruit, il faut un minimum de pertes dans le circuit LC d'entrée, donc un rapport Qo /Qc  grand. ( voir chapitre 2) ... Or il  est difficile de réduire le Qc  avec  une très haute impédance d'entrée, même en utilisant en entrée un circuit LC à très grande inductance L, accordée uniquement sur la capacité grille-source du transistor (  puisque Qc = R/Zself ).

La réduction de  l'impédance d'entrée d'un FET par une  contre-réaction  drain-gate est acrobatique, car la phase du signal sur le drain dépend de la fréquence d'accord du circuit LC  du  drain. 

 Une autre solution plus intéressante pour réduire l'impédance d'entrée des  FET en VHF ou UHF  consiste à rendre le découplage de source légèrement inductif par une petite inductance L de quelques nH. Si s est la pente, si Co est la capacité grille-source , il apparaîtra une impédance réelle R en série aves la capacité grille source:   R = s. L/Co  .  C'est de toute façon ce qui se passe en hyperfréquences avec "source à la masse" , car la connexion vers la masse , si courte soit -elle, présente toujours une fraction de  nH. 

D'ailleurs,  les amplificateurs avec circuits accordés  ( FET ou bipolaire), pour des raisons de stabilité, gagneront à présenter  un  découplage de l'émetteur ( ou de la source) très  légèrement inductif, même si on perd 1 ou 2  dB de gain. .  

Si les transistors à effet de champ ( FET AsGa, HEMT..) sont les meilleurs en bruit en hyperfréquences, les  transistors bipolaires présentent  en VHF et UHF des performances de bruit encore honorables. 

Montage base commune ( BC) ou émetteur commun ( EC) ?

Le montage base commune (BC )

La montage avec base à la masse a pour caractéristiques une impédance d’entrée bien définie et basse ( 1/s pour les FET, et s'approchant de 26mV/Ic pour les bipolaires...).  Il nécessite une charge de sortie assez grande, si on veut du gain, puisque le gain en puissance est ici le rapport entre les résistances de sortie et d'entrée . Notons que son bruit peut-être légèrement supérieur à celui du montage EC. Par contre ses performances d'intermodulation sont très bonnes.

Du fait que le signal de sortie est en phase avec le signal d’entrée, le routage doit absolument minimiser la capacité entre l'entrée émetteur et la sortie collecteur, si on ne veut pas créer un oscillateur: Une oscillation apparaîtrait si le Q du circuit de sortie est élevé.....Le montage BC pourra également être le siège d'une auto-oscillation intempestive si , sur une fréquence, l'émetteur du transistor voit une capacité....

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Le montage émetteur commun (EC )

Le montage avec émetteur à la masse a pour caractéristiques un faible bruit, des impédances d’entrée et de sortie « moyennes ». Par contre, il possède un gros défaut : La capacité base –collecteur provoque une réaction entre le circuit d’entrée et celui de sortie. Cette réaction peut entraîner une oscillation et toujours une variation de l’impédance d’entrée en fonction de la charge en sortie, s'il y a un circuit LC en entrée et un autre en sortie: ces circuits seront couplés par cette capa base -collecteur. Cela complique la mise au point ou la simulation, puisque l'accord du circuit de sortie influence fortement l'impédance d'entrée .... Par contre, le gain du montage EC est grand, voire trop grand. On réduit souvent cette réaction entrée/sortie en réduisant le gain en tension, donc en chargeant le collecteur par une résistance assez basse. C'est par exemple le cas du montage "cascode", dans lequel un premier étage, en émetteur commun, est chargé en sortie par l'entrée basse impédance d'un deuxième transistor en base commune.

Lorsqu'il s'agit d'un FET en source commune, le couplage des circuits LC d'entrée et de sortie est encore plus élevé, puisque la capacité grille-drain couple ces deux circuits en des points haute impédance... Ce problème peut être résolu avec le montage cascode ( voir ci-dessus) , ou par un transistors "double grille" qui présente une capacité drain - grille1 très faible.

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Exemple, le BFR 93

Finalement, nous utiliserons ici , pour un amplificateur UHF faible bruit, un transistor bipolaire très  classique, le BFR93A, souvent utilisé en large bande. Ce n’est pas le meilleur en facteur de bruit, mais ce qui suit n’est qu’un exemple….Nous allons résoudre le problème de la réaction entrée/sortie en chargeant simplement le collecteur du transistor bipolaire par une résistance faible, de l’ordre de 50 ohms. Dans ces conditions, le gain en tension sera suffisamment réduit pour avoir peu de réaction de la sortie sur l’entrée.

Le transistor BFR93A est défini par ses paramètres S . Si nous chargeons la sortie en 50 ohms, l'impédance d'entrée correspondra alors justement au paramètre S11, ce qui est commode puisque le fabricant le donne…

Dans ces conditions, nous pourrons espérer un gain de l’ordre de 15 dB…

Tout ceci n'empêche pas de faire une simulation avec le modèle complet du transistor....

La polarisation

Courant collecteur :

Pour un amplificateur  faible bruit haute fréquence, le choix du courant collecteur résulte d'un compromis : Un fort courant n'est pas économe en énergie, ce qui est important pour les terminaux portables. Un courant trop faible va nuire à la dynamique ( intermodulation...) . En général, le fabricant optimise le facteur de bruit pour le  courant préconisé pour l'application.

Nous optons pour une polarisation avec  résistance d’émetteur, qui va permettre une polarisation stable indépendante du gain en courant et de la température.

On trouve dans beaucoup de cours d’électronique des méthodes très compliquées pour calculer la polarisation ! Voici une méthode simple :

Tout d'abord, nous choisissons la tension d'émetteur VE . Si on la choisit trop basse, le courant dans le transistor dépendra de la température et du beta. Si on le choisit trop haute, ce sera une tension gaspillée car c’est autant en moins pour le transistor, elle réduira la 'dynamique".

Nous supposons que l’on dispose d’une tension d’ alimentation de 6 volts.

1- Nous nous donnons  la tension sur l'émetteur VE = 1V

2- Nous choisissons le courant d’émetteur. Plus ce courant est élevé, meilleure sera la dynamique, mais la consommation peut être aussi un paramètre dont il faut tenir compte. Prenons IE = 7 mA.
3- Nous en déduisons la résistance émetteur R3 = VE /IE

R3 = 1V / 7 mA = 150 Ohms 

4- Nous en déduisons la tension qu’il faut sur la base : VB = VE + 0,6 Volts = 1,6 V

5- Calculons le pont de base : Les deux résistances doivent donner une tension de 1,6 V à partir de l’alimentation 6 V.
On doit donc avoir aux bornes de R2: 1,6V

Aux bornes de R1 : 6v-1,6v = 4,4 V

Donc R1/R2 = 4,4 /1,6 = 2,75.

Prenons par exemple:

 R1 = 2,7 K  et R2 = 1 K

Circuit d’entrée de l'amplificateur UHF faible bruit.

Même si vous possédez le modèle du transistor dans votre logiciel de simulation vous avez intérêt à faire les calculs ci-dessous, qui vous permettent de trouver la structure convenable, et vous donneront une idée des valeurs. Une simulation permet simplement d'affiner les valeurs sur une structure déjà choisie. L'accord sera obtenu principalement par C2, et l'adaptation par C1. ( voir chapitre 4) 

Ce circuit va à la fois adapter l’impédance de l’antenne ( 50 Ohms) à la base du transistor, et opérer un filtrage afin d’éliminer les fréquences qui sont éloignées de 400 MHz.

Cherchons  les valeurs de l'impédance d'entrée du transistor connaissant le paramètre S11 

Bien sur, pour utiliser S11, nous considérerons que l'émetteur est découplé par un condensateur ! 

Utiliser S11 implique aussi  que la sortie est  chargée par 50 ohms, ce que nous ferons plus loin...

Pour le BFR 93A, les modèles constructeurs donnent S11 = 0,5 / - 140 degrés, 

Sur l'abaque de Smith de rayon 1 , on trace un cercle central de rayon 0,5  et on note le point d'angle - 140 degrés . 

A partir de ce point, en suivant les lignes de l'abaque, on trouve :

  la partie réelle : 0,38  

et la partie imaginaire  :  - j 0,32 

Donc l'impédance réduite :

  z en entrée     = 0,38 – j 0,32

et  en ohms:

   Z in = 0,38. 50 – j 0,32. 50 

=    19 ohms – j 16 ohms.

En réalité, pour la capacité C1 qui va vers la base, il ne faut pas tout à fait –j 195 ohms, car il y a déjà "dans la base" une réactance série de –j 16 ohms. Il faudra donc seulement –j 179 ohms. La capacité physique à placer en série avec la base est donc C1 = 2,2 pF .

Maintenant , quel circuit LC vers la masse ?

Nous pourrions placer seulement une inductance, qui aurait une impédance de j195 ohms, et réaliser ainsi un circuit en L . A 400 MHz, pour avoir une impédance de j 195  Ohms, il faut une inductance de 77 nH . Mais le Q de ce circuit en L serait bas ( 2000 / 195 ) 

Pour obtenir un Q supérieur, nous allons placer une inductance L plus faible, disons par exemple 33 nH , et une capacité C2 en parallèle. On trouvera une capa d’accord C2 de l’ordre de 2,5 pF, à ajuster selon les capacités parasites du circuit.

Maintenant, si nous voulons connecter à l’entrée une antenne de 50 ohms, calculons le pont inductif qui transforme 2000 Ohms ( au point chaud)  en 50 Ohms ( antenne) .Le rapport Self totale / self coté masse L2 est égal à la racine carrée de 2000/50 soit donc 6,3

La self totale sera donc composée de L1 = 28 nH et de L2 = 5 nH

La mise au point sur maquette, permettront de trouver la valeur exacte de C2 qui devient alors très précise, car le Q du circuit a augmenté ! 

La self L2 de 5 nH pourra être faite sous forme d’une petite longueur de piste ; de longueur calculée par l’abaque de Smith en partant d’un court-circuit. Elle peut être aussi un CMS 1206, c’est ce que nous avons placé sur la carte... elle aura très très  peu de spires ! ..

 Les selfs L1 et L2 doivent être de bonne qualité ; en effet, il faut que le filtre d’entrée ait un minimum de pertes d’insertion : tout dB de perdu ici sur le circuit d’entrée , s’ajoute au facteur de bruit !!!

Pour évaluer les pertes de ce circuit, on se reportera au chapitre 2  concernant le circuit LC:  Ce qui importe, c'est le rapport  entre le Qo à vide du circuit et le Qc en charge. Les pertes seront d'autant plus faibles que le rapport Qo/Qc sera grand....

Ces pertes d'insertion en dB :  -10 log ( 1-Qc/Qo)

Par exemple, si Qo est dix fois plus grand que Qc, on aura quand même 0,5 dB de pertes, donc de facteur de bruit en  plus.....

Pour conserver un bon facteur de bruit, il faudra donc un circuit d'entrée aux composants de très bonne qualité ( Qo grand) mais il ne faudra pas une bande passante inutilement étroite ( pour que QC soit bien plus bas) . Bien sur, une bande passante large expose à des brouillages par des signaux forts. Raison de plus pour travailler le coefficient de qualité Qo des composants du circuit d'entrée....

Pour les mêmes raisons, les résistances du pont de base devront rester grandes par rapport à l'impédance d'entrée du transistor, de façon que l'énergie utile passe dans le transistor et pas dans les résistances....

Bande passante du circuit d’entrée de l'amplificateur UHF faible bruit.

Avec ces dernières valeurs, on a toujours 2000 Ohms de résistance au point chaud . La self de 33 nH a une impédance de 83 ohms à 400 MHz.

Le Q du circuit avant de brancher l’antenne sera

Q = R / Z = 2000/ ZL = 2000/83 = 24

Après connexion de l’antenne, comme l’entrée et la sortie sont adaptées, le Q est divisé par 2, puisque la charge et la source apportent la même amortissement ...Ce qui donne Q = 12. Ce qui donne une bande passante à -3 dB de 400 MHz /12= 33 MHz ;

Tout à l'heure, nous avons "sorti du chapeau" la résistance au point chaud de 2000 ohms. On voit ici comment s'opère ce choix :  Si elle est très élevée, le Qc du circuit en charge sera grand . Il faudra le comparer au Qo du circuit , qui dépend de la qualité des composants . Si le rapport Qo/Qc, n'est pas assez grand, le circuit aura des pertes et ces pertes réduiront le facteur de bruit de l'étage .  

Moralité : Pour ne pas perdre en facteur de bruit, il faut un circuit à fort Qo à vide , mais il faut que le Qc en charge soit bien plus bas...

Circuit de sortie de l'amplificateur UHF faible bruit.

Nous avons décidé, pour avoir un montage stable, de charger la sortie collecteur par une résistance R4 faible . Le transistor verra sur sa sortie cette résistance en parallèle avec la résistance présentée par le circuit de sortie.

Nous prendrons R4 = 100 ohms. Cette résistance de 100 ohms va provoquer une chute de tension de 0,7 V puisque le courant collecteur est de 7 mA. 

Notez qu'une simulation sera indispensable si vous voulez connaître avec plus de précision l'impédance de sortie du transistor, du fait d'un reliquat de réaction par la capacité base collecteur... 

Comme pour le circuit d’entrée, nous allons placer une adaptation "par capa en tête". Là aussi, ce qui compte, c’est uniquement cette  capacité C4 ; Nous évaluons à 50 ohms la sortie du transistor ( en incluant  R4 en parallèle), et si nous voulons là aussi une résistance au point chaud de 2000 Ohms, nous aurons

( Z de C4) au carré = 2000 . 50 = 100 000     Donc Z de C4 = 316 ohm   donc C4 = 1,2 pF 

Ensuite, nous aurons le choix pour le circuit accordé L5 – C5 . Plus L5 et C5 auront des impédances faibles, plus le circuit sera sélectif.

Si nous voulons sortir en 50 ohms, nous ferons comme pour le circuit d’entrée, nous utiliserons un pont inductif , de  rapport de spires  6,3  pour transformer 2000 ohms en 50 ohms…

Du point de vue du facteur de bruit, les contraintes de pertes d’insertion sont moins drastiques que pour le circuit d’entrée, puisque toutes les pertes dans ce circuit s’appliquent à la fois au signal utile et au bruit du transistor…..

Les découplages 

Découplage de l’émetteur

Nous ne l'avons pas encore représenté, mais il est très important ! En théorie, il sert à rendre nulle l'impédance RF  entre émetteur et masse. C'est d'ailleurs avec cette impédance émetteur-masse presque nulle que sont donnés les paramètres S du transistor. 

Nous avons vu, au chapitre « condensateur réel », qu’on avait toujours une certaine inductance parasite en série avec le condensateur : connexion de sortie de l’émetteur, boîtier du CMS, piste, via de masse. Une technique qu’on serait tenté d’utiliser consisterait à choisir la valeur du condensateur pour constituer un circuit résonnant série avec cette inductance parasite. Sur les fréquences qui nous occupent ici, un problème va apparaître : Si le découplage présente une réactance négative ( capacité) , le transistor risque de passer en oscillation. Donc il n’est pas conseillé de chercher cette résonnance série, car aux fréquences juste en dessous, la réactance de l’ensemble est négative, et il y aura risque d’oscillation.

Faut-il pour autant placer une très grande capacité , quelques nF ? Ce n’est pas non plus conseillé, car on n’a jamais intérêt à avoir des grands gains sur les fréquences très en dessous de la fréquence de travail…(En effet, cela ramène du bruit qui peut se transposer autour du signal utile si un étage suivant est non linéaire.) 

En conclusion, ( voir schéma ci-desous) on implantera le condensateur C3 au plus près du transistor, avec une connexion de masse très courte, et on choisira une capacité suffisamment grande pour ne pas compenser totalement l’inductance de la liaison. Par exemple, en 400 MHz, une capacité C3 de découplage d'émetteur au moins d'une centaine de pF. Il faudra s'assurer que dans la bande passante de l'amplificateur, le découplage de l'émetteur n'est pas capacitif....  

Notons que le fait d'avoir un découplage d'émetteur légèrement inductif  est favorable à la stabilité. Bien sur, si la self d'émetteur n'est pas très petite, elle influencera beaucoup l'impédance d'entrée et réduira le gain ... 

Découplage de l'alimentation

Le découplage de l’alimentation C6 met à la masse en RF la résistance de charge R4. Mais aussi, avec R5,  il empêche le bruit présent sur l’alimentation d’atteindre l’étage concerné. Le  condensateur de découplage seul  n’est pas suffisant, car, on l’a vu ( chapitre 6 sur le condensateur réel) , il est très difficile d’abaisser à zéro l’impédance du condensateur. On implantera donc au moins une cellule RC : côté ampli , la capa C6 de découplage de l’ordre du nF , et vers l'alimentation une résistance R5 , ce qui fait une cellule qui filtre les fréquences  qui pourraient, perturber l’amplificateur.  La valeur de R5 résulte d'un compromis: assez  grande pour un bon filtrage, mais suffisamment petite pour ne pas sera trop faire chuter la tension d'alimentation.  Par exemple, ici, 47 ohms, ce qui diminuera de 0,35 V la tension d'alimentation.

 l’implantation de l'amplificateur UHF faible bruit.

  ( voir ci-dessous) 

Bien sûr, l'ensemble est situé au-dessus d'un plan de masse !

Les vias de masse ont des pastilles carrées, pour les distinguer .

Le transistor est en boitier SOT23 (pattes rouge). Pour les distinguer ici, les condensateurs sont des formats 0805 et les résistances des 1206. 

On note que la maille de chaque circuit accordé est minimisée. Les selfs d’entrée et de sortie sont croisées pour diminuer leur couplage, qui entrainerait autrement une auto-oscillation. On notera aussi un double via de masse pour réduire l’impédance de la connexion du découplage d’émetteur. Les pistes des  condensateurs de découplage sont les plus courtes possible.

Les pistes d’entrée et de sortie sont des lignes d'impédance caractéristique Zc = 50 ohms.

Réglage 

On appliquera  à l'entrée un signal RF de niveau suffisamment faible pour pouvoir bien mesurer le rapport signal/bruit. 

 En général, le préamplificateur est prévu pour fonctionner avec un récepteur, qui le suit.  Si c'est le cas, on peut envisager de régler  les circuits d'entrée et de sortie pour le maximum de niveau reçu par ce récepteur ,  ce qui veut dire qu'on adapte l'entrée à la source ( générateur)  et qu'on adapte la  sortie au récepteur qui suit.  

Cependant, tous les récepteurs ne permettent pas de mesurer le niveau du signal reçu. Les  circuits seront donc réglés pour le maximum de rapport signal sur bruit ( pour un récepteur analogique) ou pour un minimum de taux d'erreurs pour un récepteur numérique. On commencera toujours par régler le circuit de sortie, puis on réglera avec le plus grand soin le circuit d'entrée.

Si on ne dispose pas d'un récepteur pour connecter la sortie du préamplificateur, on pourra connecter la sortie de celui -ci à un analyseur de spectre, mais il faudra s'assurer que le bruit de l'analyseur est suffisamment masqué par le bruit du préampli, sinon il faudra intercaler un préamplificateur supplémentaire entre l'analyseur et le préamplificateur.  

Petite remarque: On remarquera que le réglage du circuit d'entrée pour le maximum de niveau ( adaptation) peut ne pas correspondre tout à fait au meilleur rapport signal/bruit. Pour expliquer cette "curiosité", il faut savoir que la résistance d'entrée d'un amplificateur n'est pas de nature "ohmique", et donc peut générer un bruit inférieur au bruit thermique que  génèrerait une résistance classique. L'optimisation du bruit se traduit par une légère dissymétrie. 

Nous aurons donc , en résumé, le schéma ci-dessous pour notre amplificateur UHF faible bruit:

Pour  plus de détails sur le "facteur de bruit" vous pourrez aller au chapitre 9:  "les mesures en  RF et CEM", au paragraphe "mesure du facteur de bruit" 

Mais déjà quelques remarques ici sur le facteur de bruit: 

Qu'appelle-t-on bruit ramené à l'entrée du préampli ?

Appelons " LNA" l'amplificateur faible bruit ( LNA: Low Noise Amplifier)

On peut représenter le bruit en entrée du LNA par deux générateurs de tension de bruit en série avec l'entrée :

- le bruit de l'antenne .

- le bruit rajouté par le LNA

Par exemple, si le bruit rajouté par le LNA a le même niveau de puissance que celui de l'antenne, la somme des deux bruits donne un niveau de 3 dB supérieur, le facteur de bruit est de 3 dB

( les tensions de bruit ne s'ajoutent pas, ce sont les puissances qui s'ajoutent)

Bruit généré par une résistance:

Si l'entrée du LNA est connectée à un générateur RF, le générateur présente une résistance de 50 ohms au LNA.

Rappelons qu'une résistance  ( ici celle de 50 ohmsdu générateur) à la température de 20 °C , soit 293 °K , donne sur une autre charge connectée en parallèle   ( ici l'entrée 50 ohms du LNA) une puissance de bruit de -174 dBm par Hertz. Si nous observons ce bruit dans une bande passante carrée de 100 000 Hz par exemple, alors le niveau de bruit donné par cette résistance du générateur sera :

-174 dBm + 10 log ( 100 000) = -174 dBm + 50 dB= -124 dBm

Le facteur de bruit du LNA, ce sont les dB au delà de ce niveau, qui sont dus au LNA.

Par exemple , si le niveau de bruit total ramené en entrée du LNA est de -120 dBm, alors le facteur de bruit est de 124 - 120 = 4 dB.

Sauf précision contraire, le facteur de bruit est défini avec une source ( générateur ou antenne) à la température ambiante de 293 degrés K .

Quel est l'intérêt d'un très bon facteur de bruit pour un récepteur?

Bruit généré par l'antenne :

Contrairement à une résistance , une antenne, si son rendement est bon, va générer un bruit fonction de la température de la région qu'elle vise, et non de la température de l'antenne elle même.

En communications terrestres, si elle est directive, et vise l'horizon. une partie du lobe de l'antenne verra le sol, une autre partie verra le ciel. Donc sa "température de bruit" sera de l'ordre de 300 °K ou à peine moins, donc comme celle du générateur que nous venons de voir.

Un récepteur de facteur de bruit 1dB rajoutera donc environ 1dB au bruit de cette source.

En communications terrestres, il est donc inutile de chercher à obtenir des facteurs de bruit très inférieurs à 1 dB, car on ne gagnera guère plus de 1dB....

Par contre, si le récepteur, pour une raison quelconque, ne vise pas le sol, par exemple s'il est utilisé en télécommunications spatiales, l'antenne pourra ramener un bruit très inférieur à une source à 300°K: les régions les plus froides du ciel sont à la température résiduelle du big bang, c'est à dire à 4 °K . Pour les communications spatiales, on aura donc tout intérêt à utiliser des LNA à très faible bruit. Mais il faudra aussi qu'entre l'antenne et le LNA, il n'y ait vraiment pas de pertes , car les pertes sont vues comme une partie de la résistance de charge, mais à la température de 300°K...D'où l'intérêt des amplificateurs déportés juste derrière l'antenne, et des filtres d'entrée à très fort Qo/Qc.

Température équivalente de bruit (TEB) .

Ainsi, au lieu de parler de facteur de bruit, on peut parler de température équivalente de bruit, pour une source ou pour un amplificateur LNA:

La température équivalente d'un système d'antenne sera celle de la région du ciel visée, corrigée des pertes en ligne....

La température équivalente de bruit d'un LNA peut être très inférieure à sa température réelle, car sa résistance d'entrée n'est pas ohmique, et n'obéit pas à la loi de Boltzman.

Pour convertir son facteur de bruit en température équivalente ( TEB) :

Le facteur de bruit F en dB est d'abord transformé en rapport :

f = 10 exposant ( F/10)

La température équivalente de bruit est alors TEB = 290 ( f - 1)

exemple : un ampli a un facteur de bruit de 1 dB

f = 10 exposant ( 1/10) = 1,26

TEB = 290 ( 1,26 - 1 ) = 75 °K

Si une antenne à une TEB de 50 °K et si le LNA a une TEB de 75 °K, alors le système total aura une TEB de 125 °K, ce qui permettra de trouver les rapports S/B reçus. .