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16-Récepteur radio: Obtenir les performances

Structure d’un récepteur de radiocommunication classique superhétérodyne 

Le signal à recevoir de fréquence FR est transformé en un signal de fréquence plus basse de fréquence Fi , par mélange avec un oscillateur local de fréquence FOL . On a deux possibilités :

Mélange infradyne   : l'oscillateur local est plus bas que FR        Fi = FR   - FOL     

Mélange supradyne : l'oscillateur local est plus haut que FR        Fi =   FOL - FR

 Le signal Fi, de fréquence fixe, est alors amplifié et filtré , avant d'être démodulé.    

Etage d'entrée - Sensibilité

La sensibilité mesure la faculté du récepteur à recevoir des signaux de niveaux faibles, sur les canaux qu’il est censé recevoir ( canaux « utiles »)

Mesure : On injecte sur l’ entrée le signal qu’il est censé recevoir .

On baisse progressivement le niveau d’entrée de façon à obtenir un rapport signal sur bruit donné ( récepteur analogique) ou un taux d’erreurs donné ( récepteur de signaux numériques) 

Obtention des performances :

Le premier étage d'un récepteur sera un amplificateur à faible bruit ( LNA, low noise amplifier) , cet amplificateur sera précédé d'un filtre qui possède deux fonctions essentielles :

- Adapter l'impédance d'entrée du transistor amplificateur à l'impédance de l'entrée antenne ( généralement 50 ohms)

- Filtrer uniquement la bande de fréquence susceptible d'être utilisée, et rejeter au maximum les autres fréquences, notamment la fréquence "image"

Ce filtre sera généralement composé de circuits LC.

La sensibilité dépend essentiellement des premiers étages :

• -. L’amplificateur d’entrée ( LNA) doit avoir un faible facteur de bruit.
• - le filtre qui le précède doit avoir une faible perte d’insertion. ( Qo/Qc grand) 
• - le gain du LNA doit être suffisant pour que son bruit masque le bruit du mélangeur et des étages en aval .
• -La tête HF et l’entrée Fi doivent être blindées afin que des émissions extérieures n’entrent pas dans la chaine de réception. 
• Un deuxième filtre sera placé derrière le LNA. Ce dernier peut admettre plus de pertes, puisqu' il "perd" aussi sur le bruit de l'amplificateur. Il pourra donc être plus sélectif, afin de réduire les réponses parasites ( voir plus loin) 
• L'amplificateur Fi doit être à faible bruit, afin de pouvoir réduire autant que possible le gain en amont pour réduire les problèmes d'intermodulation. 

Bien sur, la sensibilité dépend de la bande passante Fi, mais de cela, on n'en est pas maître, la bande passante Fi dépendra des signaux que le récepteur doit recevoir. 

Sensibilité maximale. 

Cette sensibilité dépend du LNA, des démodulateurs, des décodeurs et même des systèmes de correction d'erreurs pour le cas numérique. 

Pour s'affranchir de tous ces paramètres, la conception de la partie RF devra maximiser le rapport S/B avant démodulation, c'est à dire en sortie du signal Fi. 

Pour les systèmes VHF , UHF ou hyperfréquence, le bruit est essentiellement le bruit dit thermique , qui va dépendre de la température de la source et du facteur de bruit du récepteur. 

On peut calculer la limite théorique de ce bruit.    Le bruit généré par une  source de résistance  50 ohms, à la température de 300 °K, est de  -174dBm/Hz . Tout récepteur rajoutera plus ou moins de bruit à cette source......

Exemple : Pour un récepteur à la  bande  passante Fi  plate de  100 KHz,  le   générateur de mesure  à la température de 300 °K, connecté sur l'entrée du récepteur,   génèrera un bruit  de -174 dBm + 50 dB = -124 dBm.  Si le générateur sort  aussi un signal utile de  -100dBm, le rapport S/B qui sort du générateur , donc qu'on peut espérer d'un récepteur parfait sera de 24 dB.  Si la  mesure réelle en sortie Fi donne 21 dB, on en déduira que le facteur de bruit du récepteur est de 3 dB.

On voit l'intérêt de réduire drastiquement le facteur de bruit des récepteurs de communications spatiales, car le bruit de la source est celui de la région du ciel vu par l'antenne.... 

Réponses parasites

Le récepteur est susceptible de recevoir des signaux qu’il n’est pas censé recevoir, c'est-à-dire sur des fréquences Fp ( réponses parasites) autres que les canaux « utiles ».

Mesure : On reçoit un signal utile Fr de niveau faible donné ; Puis on superpose à ce signal un signal Fp de très fort t niveau, et on balaie ainsi toutes les fréquences avec Fp. Sur certaines fréquences Fp du brouilleur, la réception du signal utile sera dégradée.

Obtention des performances :

   La réponse parasite la plus connue est la fréquence image, combinaison non désirée du signal d’entrée Fp avec l’oscillateur local Fo . On s’assurera que le filtre d’entrée atténue suffisamment cette fréquence image. Certains mélangeurs utilisant deux multiplicateurs (mélangeurs iQ)  permettent de réjecter la fréquence image non désirée d’une trentaine de  dB supplémentaires..

Le schéma ci-dessous montre comment on peut estimer la réjection de la fréquence image, connaissant la courbe de réponse  du LNA avec ses filtres , c'est à dire des filtres avant le mélangeur. On a choisi un oscillateur local "infradyne" , c'est à dire en dessous de la fréquence de réception désirée. Un signal sur la fréquence image produira également la fréquence Fi par mélange avec l'oscillateur local. On voit que plus la Fi aura une fréquence élevée, plus la fréquence image sera éloignée de la fréquence à recevoir, et donc plus il sera facile de l'éliminer par le filtre du LNA.

Lors de l'évaluation de la réjection nécessaire de cette fréquence image, on pensera à lui ajouter la réjection nécessaire sur le canal ( cochanel réjection) 

Un  exemple de réponse parasite, plus complexe  : soit un récepteur recevant Fr = 32 MHz, avec une fi de 10,7 MHz, et un oscillateur local de 21,3 MHz. On a bien la fi = 32 - 21,3 = 10,7 MHz.... Oui, mais attention, il y aura toujours un peu d'harmonique 2 de l'OL dans le mélangeur, ici de fréquence 42,6 MHz.

Un signal de fréquence 31,9 MHz donnera aussi une fi de 10,7 MHz:

31,9 MHz - 42,6 Mhz = 10,7 MHz.

Le récepteur présentera donc une réponse parasite à 31,9 MHz, difficilement séparable de la fréquence utile 32 MHz par la tête RF.

La solution, ici, ce sera par exemple un OL supradyne sur 32 + 10,7 = 42,7 MHz.

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Autre exemple auquel il faut penser si le filtrage RF est très insuffisant:

Les forts signaux à FoL - Fi/2, ou Fol +Fi/2 peuvent donner  après sortie du mixer la fréquence Fi/2 : l'harmonique 2 du signal sortant à Fi/2 rentrera dans le filtre Fi... 

Les performances du mélangeur 

Elles jouent un grand rôle dans les performances du récepteur. 

Aussi lui avons-nous consacré un chapitre à voir absolument :

Le chapitre 18 "Les mélangeurs RF" est consacré à cette fonction. 

Réjection image supplémentaire par mélangeur iq  ( mélangeur à quadrature) 

Un mélangeur classique ne peut faire la différence entre la fréquence à recevoir et la fréquence image qui elle, n'est pas désirée. 

Un mélangeur iQ  ( voir les cours) permet de favoriser soit le mélange infradyne , soit le  mélange supradyne. Il est nécessaire pour cela de disposer de deux signaux issus de l'OL, déphasés entre eux de 90 °, et de déphaser de 90 ° (l'un par rapport à l'autre,) les  signaux issus de chaque multiplieur.

Pour plus de détails, voir le chapitre 18 "Les mélangeurs RF.

Les récepteurs "zéro if" :

Une autre solution pour régler le problème de la fréquence image, c'est d'avoir une fréquence intermédiaire nulle. L'oscillateur local aura la même fréquence que la porteuse à recevoir.

Le mélangeur sera généralement du type à quadrature , et les deux sorties i et q  permettront de démoduler n'importe quelle modulation, par le traitement adéquat des deux sorties i et q.

Avec ce type de récepteur, des problèmes se poseront : 

- Si on veut inclure la composante continue, ( c'est le cas de certaines modulations numériques à moyenne non nulle) on va être gêné par les composantes continues parasites de toute la chaîne d'amplification...Il est facile de faire un ampli de plusieurs dizaines de db pour les signaux "alternatifs", ça l'est  moins d'amplifier la  composante  continue de très bas niveau. D'autant plus que des signaux parasites quasi continus, plus pernicieux,  vont apparaître si le signal de  l'oscillateur remonte vers la chaîne en amont, puis est réfléchi et revient vers le mixer. ( problème d'offset) 

- Souvent, selon le type de modulation, l'oscillateur local devra être en phase avec la porteuse à recevoir, ce qui nécessitera  un système de synchronisation, avec "récupération" de la porteuse...

- Les amplificateurs de fréquences très basses possèdent un bruit supérieur à celui des amplis HF, c'est le bruit dit en 1/f.  Il faudra donc amplifier suffisamment le signal avant le mélangeur, pour masquer ce bruit , ce qui pose des problèmes de dynamique.....

Stabilité du canal reçu.

C'est généralement l'oscillateur local qui garantit que le récepteur est convenablement centré sur le canal à recevoir.  Cet oscillateur local est  généralement ploté par un synthétiseur de fréquence, lui même piloté par une "référence de fréquence". 

Certains récepteurs possèdent en outre un contrôle automatique de fréquence ( CAF) qui permet au récepteur de se recaler exactement sur le centre  du canal reçu. 

Amplificateur Fi et sélectivité :

La réception du signal utile FR peut être perturbée par un fort signal sur les canaux très proches ( canaux adjacents)...C'est en général l'amplificateur fi qui va garantir la sélectivité désirée, ainsi que le gain nécessaire souvent très important nécessaire au récepteur.. 

Mesure de la sélectivité : On reçoit un signal utile Fr de niveau faible donné ; Puis on superpose à ce signal un signal sur le canal adjacent, modulé par une modulation de même type que le signal utile. A partir d’un certain niveau du brouilleur, la réception sera perturbée.

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Obtention des performances : 

Le filtrage  Fi doit réjecter le mieux possible les signaux sur les voies adjacentes. Si on recherche une grande sélectivité, il faudra aussi s’assurer que le bruit de phase de l’OL est suffisamment bas.

La position des filtres est importante:  

Un premier filtre Fi doit être placé immédiatement après le mélangeur, de façon à limiter les phénomènes d'intermodulation . ( voir plus bas intermodulation) .  En effet, seule la bande étroite de la Fi permet de supprimer les perturbateurs proches du canal, susceptibles de produire un produit d'intermodulation dans le canal.  

Un problème souvent rencontré, c’est le couplage entre l’entrée et la sortie du filtre. Un filtre Fi est censé réjecter fortement les signaux loin de la bande du filtre, de 80 à 130 dB selon le type de récepteur. Certains filtres (à quartz par exemple), nécessitent des inductances en entrée et sortie, pour être adaptés. Le moindre couplage de ces inductances va dégrader la « réjection hors bande » du filtre. 

Une solution recommandée  pour obtenir des réjections hors bande élevées, c’est de scinder en deux le filtrage Fi : 

 Un second filtrage Fi   placé à plusieurs étages derrière le filtre Fi de tête. Il  permettra aussi de  supprimer au niveau du démodulateur le bruit large bande généré par l’ampli FI , car beaucoup de démodulateurs seront gênés par ce bruit situé hors du spectre utile du signal à démoduler.

Ce second filtrage pourra se faire éventuellement sur une seconde Fi, dans un récepteur à double conversion. 
 

Immunité aux blocages.

Lorsqu’un signal brouilleur est présent à très fort niveau sur l’entrée du récepteur, ce signal peut saturer les étages d’entrée et dégrader l’amplification. Contrairement à une « réponse parasite » , le blocage n’est pas localisé sur une fréquence précise . Un signal de blocage est généralement situé dans la bande passante de l’étage d’entrée, et va saturer le LNA ou le mélangeur. L’immunité au blocage dépend donc de la dynamique de ces étages.

Si la dynamique des étages d’entrée est correcte, le blocage peut également être provoqué par le bruit plancher de l’oscillateur local. Ce bruit large bande autour de l’oscillateur local est donné par le facteur de bruit de l’amplificateur qui suit le VCO ( amplificateur tampon) . Il ne faut donc pas que le signal issu du VCO soit trop bas à l’entrée de l’amplificateur tampon du VCO …

Intermodulation du troisième ordre

Si deux forts signaux , hors du canal, de fréquences F1 et F2 sont présents à l’entrée du LNA, ces signaux vont générer des produits d'intermodulation  de part et d'autres , de fréquences 2F1 – F2 et  2 F2 – F1 , par la non linéarité du LNA ou des étages suivants.  Si un de ces produits d'intermodulation ( IMD) tombent dans le canal de réception, il y aura brouillage de celui-ci.

Mesure : on applique simultanément les signaux F1 (premier  brouilleur  )  et F2 ( deuxième brouilleur )  par exemple à une distance de n= 2 canaux et de 2n= 4 canaux de la fréquence de réception, ce qui donnera un signal d’intermodulation sur le canal de réception. On augmente de concert leur niveau pour faire apparaître le signal d’intermodulation.  (voir figure ci-dessous) 

On peut a cet effet procéder comme pour les autres réponses parasites, par brouillage d’un signal utile ( il faut dans ce cas 3 générateurs…) Afin que les générateurs eux-mêmes ne se perturbent pas mutuellement, on fera la somme des signaux grace à des coupleurs hybrides, qui évitent que le signal d’un générateur ne remonte vers un autre.

Remarque importante :

Pour mesurer correctement l'intermodulation, il faut d'abord s'assurer que le signal utile n'est pas perturbé par une seul des signaux brouilleurs, sinon c'est d'abord un problème de sélectivité , ce qui peut arriver si le bruit de phase distant de n écarts de voies adjacentes de l'oscillateur local est trop élevé . En effet, le  bruit de phase de l'oscillateur local pourrait perturber la mesure de l'intermodulation. Il faut donc que le bruit de phase de l'OL soit en rapport avec les performances d'intermodulation imposées par la norme à respecter...Pour cette raison, on ne mesure pas l'intermodulation à 1 et 2 canaux, mais un peu plus loin, à 2 et 4 ou à 3 et 6 par exemple.

Bien sur, il faudra aussi s'assurer que le bruit de phase des deux générateurs brouilleurs est suffisamment bas. 

Une méthode pour lever le doute, c'est de placer un brouilleur par exemple à moins 2 canaux, et l'autre brouilleur à plus quatre canaux. Dans ces conditions, il n'y a pas de produit d'intermodulation généré dans le canal utile, mais les bruits de phase  des générateurs brouilleurs ou de l'OL  continueront de perturber s'ils sont trop élevés. 

Obtention des performances d'intermodulation

La non linéarité de tous les étages situés AVANT le premier filtre Fi est en cause. Très souvent, du fait de l’amplification par le LNA, c’est le mélangeur qui est le siège de l’intermodulation, ou évidemment, s’il existe, un amplificateur situé en aval, mais AVANT le filtrage Fi. ( derrière le premier filtrage Fi, les signaux éloignés du canal sont très atténués.)

Il faudra donc avoir une bonne dynamique du LNA et du mélangeur. Par ailleurs, réduire au maximum le gain avant le mélangeur. Cette contrainte est à comparer avec la contrainte pour obtenir la meilleure sensibilité , qui impose suffisamment de gain avant le mélangeur, donc lui est contradictoire.

L’obtention d’une bonne sensibilité et d’une bonne performance en intermodulation résulte donc d’un compromis.

Il faudra réduire au maximum le facteur de bruit du mélangeur, et aussi de l’étage qui le suit , de façon à réduire autant que possible le gain en amont. 

En général, on aura intérêt à disposer un  filtre FI juste derrière le mélangeur. Mais certains mélangeurs , notamment les mélangeurs équilibrés à diode shotky , exigent d’être chargés par une impédance de  50 ohms…Sur toutes les fréquences. Or, le filtre FI ne présente pas en général l’impédance correcte. On intercalera alors entre le mélangeur et le filtre FI un étage à haute dynamique dont l’entrée présente l’impédance correcte au mélangeur et dont la sortie présente l’impédance correcte au filtre Fi. Bien sur, c'est cet étage qui supporte les signaux les plus forts avantle filtrage Fi, et il lui faut donc de bonnes performances en intermodulation. 

On peut  utiliser un  mmic 50ohms/50 ohms , avec l'inconvénient de la consommation...

On utilise souvent un JFET en gate à la masse, en entrée FI, et en sortie du mixer. Voir le schéma ci-dessous. Son courant sera suffisant pour garantir la dynamique , mais sa pente aussi a son importance . Exemple de JFET : J309 et sa version CMS.

La résistance R1 sera calculée de façon  que le courant corresponde à une pente de 20 mA/V. Sa résistance d'entrée  r sera alors l'inverse de la pente, donc 50 ohms. 

 Son drain sera chargé par un circuit L1-C3 accordé sur la Fi . 

La charge R2 sera fonction de ce que nécessite le filtrage Fi qui suit.

Le gain sera  de l'ordre de R2 /50 ohms .

L'inductance L2 en entrée évite que la résistance R1 ne shunte la résistance d'entrée du JFET pour les signaux RF.

Les performances en intermodulation d’un amplificateur sont caractérisées par le « point d’interception du 3ième ordre » , noté IP3. Si deux signaux F1 et F2 de même niveau P sont appliqués à l’ entrée d’un amplificateur, ils génèrent , ramené sur cette entrée un niveau d’intermodulation:

IMD = 3 P – 2 IP3

Par exemple, soit un étage ampli caractérisé par un IP3 en entrée de +5 dBm, et qui reçoit deux signaux brouilleurs de -30 dBm. Quel est le niveau du signal d’intermodulation ramené sur son entrée ?

IMD = 3 . ( -30) -2. 5 = -100 dBm.

Tout se passe comme si l’ampli recevait sur son entrée un perturbateur de niveau -100 dBm sur le canal de réception.

A noter :

• -les niveaux P, IP3 et IMD sont exprimés en dBm
• -IP3 est le point d’interception « en entrée » donc « IP3 in » . Si le constructeur de l’amplificateur donne le niveau « IP3 out », il faut retrancher le gain de l’ampli pour obtenir « IP23 in. »

On pourra également définir le point IP3 du récepteur complet, qui relie directement aux performances d’intermodulation de ce récepteur. 

Distorsion et Taux d’erreur à fort niveau

On ne s’intéresse ici qu’à la partie RF du récepteur, et non au traitement des signaux après démodulation. Il s’agit donc essentiellement de la distorsion due au filtrage FI.

Pour les récepteurs analogique, le filtrage FI provoque de la distorsion si le spectre utile du signal n’est pas inclus dans le filtre, soit parce que le filtre est trop étroit, soit parce que le signal n’est pas bien centré dans le filtre : mauvais calage du signal d’entrée Fr, ou mauvais calage de l’oscillateur local.

Le signal à fort niveau peut également être distordu si un étage d’entrée ou de sortie du filtre Fi est saturé. Dans ce cas, cet étage ne présente pas au filtre Fi une impédance convenable et la courbe de réponse du filtre est déformée.

Pour les récepteurs numériques: En plus de tous les cas cités ci-dessus, un autre problème se rajoute : En effet, pour ne pas dégrader le signal numérique, le filtre Fi  doit être à phase linéaire , ou dit autrement, à temps de propagation de groupe constant dans sa bande passante.

La solution la plus ancienne, et la plus basique était le filtre LC ou à quartz du type de Bessel . Ces filtres sont dits à phase minimale ( Bessel, gaussien…) Mais pour ces filtres, on se heurte souvent au manque de sélectivité . Pour s’en convaincre, il suffit de comparer le facteur de forme des courbes de réponse des filtres de Bessel et de Butterworth, par exemple.

Pour des performance meilleures, on fera maintenant appel aux filtres à onde de surface ou aux filtres numériques, qui permettent de concilier bien plus facilement sélectivité et linéarité de phase. 

Controle de gain ( CAG) 

Pour la  FM ou les autres modulations à amplitude constante,  il est possible "d'écrêter" ou "limiter" le niveau le signal avant modulation.

Mais beaucoup de  démodulateurs exigent une liénéarité de l'amplificateur qui les précède.  Comme le niveau reçu par un récepteur peut varier dans de très grandes proportions, il est nécessaire souvent de contrôler le gain de façon que le démodulateur reçoive un signal bien calibré. 

Il faudra alors générer une tension fonction du niveau reçu avant  le démodulateur , et commander le gain des amplificateurs ( RF ou/et Fi) .  

Les constantes de temps de cette  CAG doivent être compatibles avec  les temps de montée et de descente du signal à recevoir.  Ce point est particulièrement important pour les transmissions numériques en TDMA. 

Par exemple, pour un signal numérique, il faudra que le décodage du signal numérique, et en particulier les premiers bits utiles,  puisse se faire après un temps donné . L'action de la CAG devra donc être suffisamment rapide pour que le signal  arrivant sur le démodulateur soit exploitable.

Rayonnement d'un récepteur.

Les récepteurs de radiocommunications sont très souvent intégrés sur des sites comportant d'autres récepteurs. Il faudra donc éviter que le récepteur ne rayonne lui-même des signaux perturbateurs. En particulier, le récepteur étant connecté sur une antenne, il faut s'assurer que l'oscillateur local du récepteur ne "remonte" pas à travers le LNA et ses filtres, et sortent sur l'antenne. 

Cas particulier des récepteurs SDR 

Dans un récepteur "SDR", la fréquence intermédiaire va être numérisée par un convertisseur analogue digital, pour être traitée numériquement en aval.  

Prenons en exemple un clé SDR classique : Un synthétiseur va générer une fréquence de base 1770- 3540 MHz qui sera divisée par une puissance de 2,  différente selon la bande à recevoir.  Cette oscillation  locale  Fo  est appliqué à un mélangeur iQ à double multiplieur. 

Le signal à recevoir de fréquence Fr passe par un amplificateur RF faible bruit ( LNA) , et est appliqué au mélangeur iQ .

Ce  mélangeur iQ  sort la fréquence intermédiaire  ...Par exemple, sur une clé SDR , on a 

 Fo- FR = 3,57 MHz. 

La fréquence intermédiaire est filtrée et amplifiée avant d'être appliquée au convertisseur analogue digital.

Nous avons ici un exemple de "mélangeur low if"  .  La fréquence if est suffisamment basse pour pouvoir être digitalisée , mais  nous évitons une fi nulle , qui poserait des problèmes d'offset ou de récupération de porteuse pour certaines modulations. 

exemples : 

réception de Fr = 432MHz: Le synthétiseur sort  Fo = 3484,56 MHz : 8  =  435,57 MHz.

réception de Fr = 30 MHz: Le synthétiseur donne 2148,48 divisé par 64 = 33,57 MHz.

réception de Fr = 1296 MHz : Le synthétiseur sort 2599,14 : 2 = 1299,57 MHz

La dynamique du récepteur va dépendre essentiellement du convertisseur analogue digital, donc du nombre de bits de cet ADC.  

La dynamique de ces systèmes est parfois nommée "SFDR" ( spurious free dynamic range) C'est l'écart entre le niveau le plus fort ne donnant pas de réponses parasites détectables, et les signaux les plus faibles que l'on peut recevoir . 

Processus de création des signaux parasites:

Si le signal "fort" se trouve dans la bande passante if, il va arriver jusqu'au convertisseur analogue digital. Cela se passera mal si celui-ci ne peut plus le numériser du fait de son niveau. Pour une clé SDR bon marché, ce niveau maximum sera environ 70 dB au dessus du niveau minimum quantifiable: "le SFDR est de 70 dB."

Si le signal fort se trouve en dehors de la bande passante du filtre if, nous allons profiter d'une atténuation de ce signal fort , qui sera d'autant plus atténué qu'il sera éloigné de la fréquence if. 

Les récepteurs SDR sont donc  conçus de façon à atténuer les signaux qui sortiraient de cette dynamique de l'ADC, par un contrôle automatique de gain ( CAG en RF et CAG en fi ). On n'aura alors plus de création de signaux parasites, mais l'action de la CAG, en réduisant le gain, va faire perdre de la sensibilité et on ne recevra plus les signaux très faibles. Le SFDR restera le même....

Les mélangeur RF des récepteurs SDR:

On a vu que la fréquence intermédiaire ne peut être de valeur trop élevée pour être traitée  numériquement. Par exemple, la Fi de certaines  clés SDR est de l'ordre de 3,5 MHz. Avec une fi aussi basse,  il faudrait s'attendre à avoir le phénomène de fréquence image. Il serait difficile de supprimer le fréquence image par des filtres fréquentiels, car la fréquence à recevoir ety la fréquence image sont distantes ici de 2 fois 3,5 = 7 MHz. 

La fréquence image  sera supprimée par un mélangeur à quadrature.   Il faudra  deux multiplieurs . On part du principe que si on déphase de 90 ° le signal d'oscillateur local d'un des multiplieurs, alors le signal Fi de sortie de ce  multiplieur sera aussi déphasé de 90 °.

Il faudra donc : 

- deux signaux d'oscillateur local en quadrature,  ce qui est facile en partant d'un oscillateur local de fréquence double et en divisant par 2 la fréquence.

- déphaser de 90 ° le signal issu d'un  des multiplieurs, ce qui est facile puisque la fréquence Fi est fixe. 

- Additionner le deux signaux de sortie des multiplieurs. Les signaux issus de la fréquence image sont  en opposition de phase, et s'annulent. les signaux issus de la fréquence de réception désirée sont en phase et renforcés. 

Avec un mélangeur bien équilibré, on peut obtenir ainsi des réjections image de l'ordre de  40 dB...  

Vous trouverez plus de détails sur ces mixers à quadrature dans le chapitre 18 "Les mélangeurs RF"

Et derrière le convertisseur analogue digital ? 

Le démodulateur du récepteur SDR reçoit des signaux numériques. Un DSP va réaliser les fonctions équivalentes à celles d'un démodulateur à quadrature. Les signaux numériques i et q qui en sortiront    permettront ,  en les composant de façon adéquate, de retrouver toutes les modulations, que ce soit SSB, WFM, NBFM, DPSK,AM, numériques à constellations,  etc...